引言
直流稳压电源是现代电力电子系统中的重要组成部分，好的直流电源系统是高质量现代电子系统的重要保证。开关电源本身种类繁多，设计方法也复杂多样，因此研究一种简洁的方法去快速设计出所要的通用型高效率，低廉价格的开关电源是很有必要的。
1开关电源工作原理
开关直流稳压电源是基于方波电压的平均值与其占空比成正比以及电感、电容电路的积分特性而形成的。其基本工作原理是，先对输入交流电压整流，从而形成脉动直流电压，经过DC-DC变换电路变压，再通过斩波电路形成了不同脉冲宽度的高频交流电，然后对其整流滤波输出要电压电流波形。假如输出电压波形偏离所需值，便有电流或电压采样电路进行取样反馈，经过与比较电路的电压值进行参数比较，把差值信号放大，从而控制开关电路的脉冲频率f和占空比D，以此来控制输出端的导通状态。因此，输出端便可以得到所需的电压电流值。
如图1，将开关电源模块划分为以下几个部分。
根据电力系统的实际要，通过对各个部分进行分析，便可以设计出相应的开关电源产品。
图1开关电源原理框图。
2TopswitchⅡ简介
TOpSwitchⅡ是pOWER公司生产的高集成的用于开关电源的专用芯片。它将功率开关管与其控制电路集成于一个芯片内，并具有自动复位，过热保护与过流保护等功能，其功能原理图如图2所示。当系统上电时，D引脚变为高电位，内部电流源开始工作且片内开关在0位，TOpSwitch给并接在C引脚的电容C5（见图2）充电。当C5端电压达到5.7V后，自动重起电路关闭，片内开关跳到1位。C5一方面供应TOpSwitch内部控制电路的电源，使误差放大器开始工作，另一方面供应一反馈电流以控制开关管的占空比。MOSFET开关管的驱动信号由内部振荡电路、保护电路和误差放大电路共同出现。C5两端的电压愈高，MOSFET开关管驱动脉冲的占空比愈小。
3TOpSwitch芯片的选型
在设计开关电源时，首先就要面对如何选择合适的开关电源控制芯片。在选择芯片的时候，要既能满足要求，又不因为选型造成资源的浪费。下面就介绍利用TopswitchⅡ系列开关电源的功率损耗（pD）与电源效率（η），输出功率（po）关系曲线，快速选择芯片的型号，从而完成宽范围输入的通用开关电源的设计。
图2TOpSwitch芯片内部原理图。
3.1pD，η，po关系曲线
宽范围输入的交流电压为85~265V，在这种条件下，TOp221~TOp227系列单片开关电源的pD，η，po关系曲线如下，见图3、图4。
图3宽范围输入且输出为5V时pD，η，po关系曲线。
图4宽范围输入且输出为12V时pD，η，po关系曲线。
注意，这里假定交流输入电压最小值umin=85V，最高输入电压umax=265V.途中的横坐标代表输出功率，而15条虚线均为芯片功耗的等值线。
首先确定适用的曲线图，例如，当u=85~265V，Uo=+5V时，应该选择图3;当u=220V（即230V-230V×4.3%），Uo=+12V时，就应该选择图4;然后在横坐标上找出欲设计的功率输出点po;从输出功率点垂直向上移动，了解选中合适芯片所指的那条曲线。假如不适用，可以继续向上查找另一条实线；然后从等值线（虚线）上读出芯片的功耗pD，进而还可以求出芯片的结温（Tj）以确定散热片的大小。
例如，设计输出5V，30W的通用开关电源时，就要选择图3.因为通用开关电源输入交流电压范围85~265V.首先从横坐标上找到po=30W的输出功率点，然后垂直上移，与TOp224的实线相交于一点，由纵坐标上查出该点的η=71.2%，最后从经过这点的那条等值线上，查得pD=2.5W.这表明，选择TOp224就能输出30W功率，并且预期的电源效率为71.2%，芯片功耗为2.5W.假如觉得指标效率偏低，还可以继续往上查TOp225的实线。同理，选择TOp225也能输出30W的功率，而预期的电源效率可以提高到75%，芯片功耗可以降低1.7W.然后根据所得到的pD值，还可以进而完成散热片设计。
3.2等效输出功率的修正
pD，η，po关系曲线均对交流输入电压的最小值进行了限制，umin=85V.假如交流输入电压最小值不符合上述的要求，就会直接影响芯片的正确选择。此时必须从实际的交流输入电压u？min最小值对应的功率p‘o折算成umin为规定值时的等效功率po，才能使用上面的图。功率修正的方法如下：选择使用的特性曲线，然后根据已知的u’min值查出折算系数K;将p‘o折算成umin为规定值时的等效功率po，表达公式po=p’o/K;然后从图3、图4中选用适当的关系曲线。
图5宽范围输入时K与u‘min的关系。
例如设计12V，35W的通用开关电源，已知umin=90%×115V=103.5V.从图5中查出K=1.15.将p’o=3.5W，K=1.15带入po=p‘o/K中，计算出po=30.4W;再根据po的值，从图4中查出选择的最佳型号是TOp224芯片，此时η=81.6%，pD=2W.假如选择了TOp223，则η降到73.5%，pD新增到5W，显然不合适。假如选择TOp225型，就会造成资源浪费，因为它比TOp224的价格要高一些，而且适合输出40~60W的更大的功率。
4重要元件参数计算
4.1变压器变比的设计
开关变压器的变比与开关变换电路的具体形式有关，正激、半桥变换电路中开关变压器的变比公式为：
式中，Uin，Uout分别为开关变压器的输入和输出电压；Nin，Nout分别为开关变压器初级和次级线圈的匝数。
当输入电压最低时，实际设计时应该按最低输入电压代入计算。
推挽电路的输出电压与输入电压之间的关系公式为：
Uout=2DUin/n
因此得到关系式：n=2DUin/Uout=N1/N2.
输入电压最低时，占空比D值最大，这时候仍然能保持设计要求的输出电压，所以上式的D应取最大值，Uin取最小值。
4.2输入滤波电容的选择
输入滤波电容器C的容量与电源效率，输出功率密切相关，关于宽范围输入的开关电源，C的容量取μF为单位时，可按比例系数3μF/W来选取。例如当po=30W时，C=（3μF/W）×30W=90μF，以此类推。在固定输入时，比例系数变成1μF/W，上例中的C就变成30μF.在设计开关电源时还要注意C的容量误差要尽量小，以免影响开关电源的性能。当C的容量过小时，会降低TopswitchⅡ的可用功率。假如把30μF改成20μF，则输出功率会降低15%;当C《20μF时，会造成可用功率的明显下降。
另外，C容量的大小还决定直流高压Ui的数值，图3、图4实际上是在Ui=105V的情况下绘制的，这个充分体现了C对Ui的影响。
4.3开关管保护电路
在开关芯片的漏极D侧可以利用VDZ和VD两个二极管对高频变压器的漏感出现的尖峰电压进行箝位，可保护μ的D-S极间不被击穿。例如VDZ可以选用瞬态电压抑制器p6K200，其反向击穿电压为200V.VD采用反向耐压为600V的UF4005型超快恢复二极管，亦称阻塞二极管。
5应用电路及其仿真
图6给出了由TOpSwitch构成的反激式电源的原理图。其工作过程如下：输入交流电经整流桥br1整流后再经电容C1滤波，变为脉动的直流电。
反激式变压器与TOpSwitch将存储于电容C1的能量传递给负载。当TOpswitch开关管导通时，电容C1两端的电压加到反激变压器的原边，流过原边绕组的电流线性新增（如若在MOSFET开关管导通的瞬间变压器副边电流不为零，则由于副边感应电势反向，二极管D2截止，副边电流变为零，然而磁芯内的能量不能突变，故原边电流跃变为副边电流的1/K，K为变压器变比），变压器储存能量；当MOSFET开关管关断时，电感原边电流由于没有回路（此时，稳压管VR1的击穿电压因高于原变压器的感应电势而截止）而突变为零，变压器通过副边续流，副边电流为TOpswitch开关管关断时原边电流的K倍，副边绕组通过二极管D2对电容C2充电，此后，流过变压器副边的电流线性下降。二极管D1与稳压管VR1并接于变压器的原边以吸收由于变压器原边的漏感而出现的高压毛刺。电阻R1、稳压管VR2、光耦U2与电容C5构成了电压反馈电路以保证输出电压稳定。电阻R2与VR2构成一假负载，以保证当电源空载或轻载时输出电压稳定。电感L1与电容C3构成LC滤波器以防止输出电压脉动过大。二极管D3与电容C4构成一整流电路以供应光耦U2光电三极管的偏置电压。电感L2、电容C6和C7用于降低系统的电磁干扰（EMI）。
图6反激式电源的应用原理图。
图7分别给出了输入电压220V（交流），输出功率为40W;输入电压85V（交流），输出功率为24W和输入电压85V（交流），输出功率为40W时的输出电压波形。
图7不同电压输入条件下的电压仿真输出波形
6结论
理论设计和仿真结果表明，基于topswitch芯片设计的开关电源，输出波形较为稳定，而且电磁兼容性好，抗干扰能力强，适合小功率开关电源的设计制造。
