如今人们比以往任何时候都更依赖电子设备。随着智能手机、平板电脑和笔记本电脑等电子产品的便携化，它们占据了我们日常生活中越来越多的空间和时间。由于能够即时和无缝地接触到世界各地的其他人群和信息，持续、无限和无界的沟通、联系和任务分配已成为生活标配。
这对功率半导体行业有何影响呢？这些便携式产品要依靠电池供电，因此，能够使用它们的根本前提是有充电器或适配器（取决于额定功率）来给它们充电。而这就是微电子技术的用武之地。在确定了要充电器/适配器来为我们（智能）设备的电池充电之后，下面的问题是：我们愿意花费多少时间在充电上？答案显而易见：越少越好。这正是快速充电越来越受欢迎的原因。但是快速充电只能通过提高充电器/适配器的供电能力来实现。除了充电时间，充电器的重量也是要重点考虑的因素——因为通常要随身携带，所以充电器当然是越轻越好。这就是为何我们要功率密度更高的充电器/适配器，以便它们能在物理尺寸或重量不新增的情况下输出更大的功率。
助力充电器和适配器达到更高功率密度
就一个全封闭的适配器而言，在通过高开关频率或封装创新来缩小尺寸的同时，还必须考虑到效率的提高，以便能够使元器件和适配器外壳维持较低的温度。图1以一个65W的适配器为例，展示了功率密度与将适配器外壳温度维持在70℃以下所需最低效率之间的关系。显然，要想将功率密度提高到20W/in3以上，适配器的效率必须达到92.5%以上。通常情况下，关于拥有通用输入电压范围（90Vac-264Vac）的充电器和适配器而言，满足最低效率要求所需的关键工作点参数为：
•最大持续输出功率
•最小输入电压（通常为90Vac）
这其中的原因是，在上述工作点下，传导损耗达到最大，从而使整体效率相比高输入电压的情况变差。
图1：就65W适配器而言，功率密度与将适配器外壳温度维持在70℃以下所需最低效率之间的关系。
单开关准谐振（QR）反激拓扑在电源适配器应用中受到广泛采用：它的工作模式为非持续导通模式（DCM），能在低输入电压情况下实现零电压开关（ZVS），在高输入电压情况下实现部分硬开关。但是，由于在高输入电压时发生硬开关工作，加上无法回收变压器泄漏能量，因此适配器可以达到的最大开关频率会受到限制。
为了克服这些局限，设计人员正在开发具备以下特性的拓扑：
•在任何输入电压和负载情况下实现软开关（ZVS）工作
•回收变压器泄露能量
众所周知，有源钳位反激（ACF）是一种能同时满足上述两条要求的拓扑。软开关工作可以防止开通损耗，实现相对较高的开关频率（通常高于120kHz）。此时，剩余的影响MOSFET的重要损耗机制只有关断损耗、传导损耗和所谓的“Coss滞回损耗”——将在下一节中讲述。
Coss滞回损耗
如前所述，要想以高密度适配器通常使用的相对较高的开关频率进行高效地工作，必须使用软开关技术。软开关技术能让器件实现零电压开关（ZVS），也即MOSFET只有在漏源电压达到0V（或者接近0V的值）时才能开通。这种模式可以防止在总开关损耗中通常占据主导地位的开通损耗。遗憾的是，由于输出电容的“非无损”特性，所有高压超结（SJ）MOSFET都面对一种额外的损耗。也就是说，当MOSFET输出电容（Coss）经过充电然后再放电时，会有部分能量受到损失，因此即使在ZVS条件下工作，也无法恢复存储在输出电容中的全部能量（Eoss）。这种现象与Coss的滞回特性有关，在0V到100V之间完成一个Coss充放电周期时，借助大信号测量即可观察到这种现象，如图2所示。这就是这类损耗通常被称为Coss滞回损耗（简称为Eoss，hys）的原因。
图2：Coss的滞回特性。
由该损耗机制引起的功率损耗取决于：
技术：当芯片尺寸乃至RDS（on）相同时，不同技术的Eoss，hys不同，比如CoolMOSpFD7和CoolMOSp7的Eoss，hys就不同。
击穿电压：关于同样的技术，Eoss，hys随电压等级的提高而新增，也即650V器件的Eoss，hys通常比基于相同技术的600V器件大。
开关频率fsw：由于Coss的充放电周期在每个开关周期内都会发生一次，因此由该损耗机制引起的功率损耗与开关频率（fsw）成正比。
RDS（on）等级：这个损耗不仅会影响器件的Coss，而且取决于芯片尺寸，也即关于同样的技术，RDS（on）较小的MOSFET会表现出较大的Eoss，hys损耗。
600VCoolMOSpFD7与CoolMOSp7相比，Coss滞回损耗降低了41%，从而使软开关应用中的效率得到显著提升。
MOSFET损耗的重要来源
为了更好地估计Coss滞回损耗对最终应用的影响，可以通过仿真和计算来确定击穿损耗。图3以基于ACF拓扑的65W适配器为例，显示了在低输入电压和满载情况下（如前所述，从壳温的角度来看，这是适配器最为关键的工作点），不同损耗机制对高边（HS）和低边（LS）MOSFET总损耗的影响。ZVS经过优化，可以降低总系统损耗，即在25V时导通低边MOSFET（部分ZVS模式），而高边MOSFET工作在完全ZVS模式下。
图3：就65W适配器而言，不同损耗机制对高边（HS）和低边（LS）MOSFET总损耗的影响。
从图中可以看出，当高边和低边开关都使用120mΩ600VCoolMOSp7（IpA60R120p7）SJMOSFET时，Coss滞回损耗占MOSFET总损耗（高边+低边）的44%，而传导损耗以40%的占比成为第二大的影响机制。包括栅极驱动损耗以及开通和关断损耗在内的所有其他损耗机制，在总损耗中的占比只有不到20%。
在已经确定Coss滞回损耗对低输入电压和满载条件下的效率有重大影响，且将600VCoolMOSpFD7针对这些损耗进行了专门优化之后，接下来自然是将CoolMOSp7（IpA60R120p7）替换成新的CoolMOSpFD7（IpAN60R125pFD7S），以便对应用中的实际损耗降低进行量化。
如图3所示，将CoolMOSp7替换成pFD7后，器件总损耗降低了22%（0.33W），这对适配器的最终效率有非常积极的影响。
实验结果
为了用实验验证用CoolMOSpFD7替换CoolMOSp7可以降低MOSFET的损耗，我们在低输入电压和约155kHz的开关频率下，对ACF测试板进行了全面的测量。图4所示为CoolMOSp7与CoolMOSpFD7之间的效率差别：可以看出，CoolMOSpFD7在整个负载范围内具有明显的效率优势。这两种技术之间的效率差别在轻载情况下变得更大，但随电流的增大而变小。这是因为，虽然Coss滞回损耗对MOSFET总损耗的影响与负载无关，但传导损耗却与负载有关。因此，在轻载情况下，Coss滞回损耗较小的MOSFET，效率所受的影响更加明显。
图4：CoolMOSp7与CoolMOSpFD7之间的效率差别。
现在从壳温的角度考虑最关键的工作点，如前所述，即满载、低输入电压（90Vac）的情况，CoolMOSpFD7在该工作点下的效率可以提升0.34%，这可使MOSFET壳温降低5℃，从而降低适配器外壳过热的风险。效率提高带来的另一个结果如图5所示。图中绘出了假设适配器外壳最高温度为70℃时，CoolMOSpFD7和p7所能达到的功率密度极限。由于效率提高，pFD7可将最高功率密度极限提高到20W/in3以上，比p7提高1.8W/in3。
图5：通过CoolMOSpFD7实现的功率密度提升。
600VCoolMOSpFD7
如前文所述，Coss滞回损耗对适配器应用的效率乃至功率密度都有显著影响。600VCoolMOSpFD7的Coss滞回损耗降低，因而效率更高。此外，由于它面向的是消费类市场，所以它的价格已针对该市场进行了调整。
