今天的高性能ASIC和微处理器芯片消耗的功率可超过150瓦。关于1V1.5V的供电电压，这些器件所要的电流可轻易超过100A。通过采用多相直流/直流转换器，为此类器件供电的任务可变得更容易处理。目前，可扩展控制器允许设计人员为特定的直流/直流转换器选择所要的相数。可扩展性还允许几个控制器同步并联使用。电路板上基于pLL技术的时钟发生器为控制器同步供应了支持。
多相转换器拓扑
随着负载电流超过20A30A，采用多相转换器进行设计的优点变得愈加明显。这些优点包括：输入纹波电流更小、输入电容器的使用数量大大减少、纹波频率的有效相乘可降低输出纹波电压，而将能量损失分布到更多器件上可降低器件温度，同时还可降低外部器件的高度。
多相转换器本质上是并联工作的多个降压调节器，其中它们的开关频率是同步的，相移为360/n度，其中n为相数。并联转换器使得输出稳定变得稍微复杂了一些，利用电流模式控制IC来调节每一个电感器的电流以及输出电压，这一问题可容易地获得解决。
输入纹波电流
设计人员在选择输入电容器时面对的关键问题就是要处理输入纹波电流。通过利用多相拓扑，输入纹波电流可大大减小，因此每一相的输入电容器通过的输入电流脉冲幅度更小。而且相移还提高了电流波形中的有效工作因数，而这也使RMS纹波电流值更低。表1示出的纹波电流水平显示出多相拓扑转换器可使纹波电流降低以及输入电容器减少。
高K值陶瓷电容器供应了最好的纹波处理性能并占用最小的pCB面积。采用1812外形的陶瓷器件纹波电流额定值为每电容23A。关于成本敏感的设计，电解电容器是一个很好的选择。
降低输出纹波电压
关于处理器内核供电，精度要求通常为2%。关于1.2V电源，这意味着输出电压的允许变化范围为±25mV。更加有效利用输出电压窗口的技术称为动态电压定位(ActiveVoltagepositioning)。在轻负载情况下，转换器将输出电压稳定在输出电压窗口中点以上的位置，而在重负载时则将输出电压稳定在输出电压窗口中点以下的位置。关于±25mV的输出电压窗口，在轻负载(重负载)时将输出电压调节在输出电压窗口的高端(低端)，这种方法可允许在负载逐步新增(降低)时充分利用整个输出电压窗口。
大负载电流逐步降低既要极低ESR值的电容器来尽量缩短瞬变过程，同时还要足够大的电容值来吸收负载逐步降低时主电感器释放出的存储能量。通过采用有机聚合化合物可以获得低ESR值的钽电容，聚合物电容可供应最低的ESR值和较大的电容值。陶瓷电容具有优异的高频特性，但每个器件的总电容值只有钽和聚合物电容器的一半至四分之一那么大，因此陶瓷电容器通常不是输出电容器的最佳选择。
低侧MOSFET
12V1.2V转换器要低侧MOSFET在90%的时间内导通，此时，导通损耗远远大于开关损耗。由于这一原因，经常并联使用两或三个MOSFET。并联使用几个MOSFET有效地降低了RDS(ON)，因此也减少了导通损耗。
高侧MOSFET
当占空比为10%时，高侧MOSFET的开关损耗大于导通损耗。由于高侧MOSFET导通时间很少，导通损耗也就较小，因此低导通电阻就不如低开关损耗那么重要。在开关期间(包括导通和关闭)，MOSFET必须经受住电压和导通电流。这一电压和电流的乘积决定了MOSFET的峰值功耗，因此开关时间越短，功耗越低。在选择高侧MOSFET时，要选择低栅极电荷和栅漏电容值的MOSFET，因为这两个参数比低导通电阻更为重要。表1示出了随着相数的新增，总MOSFET损耗是如何降低的。
电感器的选择
电感器的数值直接决定了纹波电流峰峰值。允许的纹波电流通常按最大直流输出电流的百分比来计算。在大多数应用中，纹波电流是最大直流输出电流值的20%40%是比较理想的。
在低核心电压时，电感器电流降低的速度要比电流上升的速度慢。在负载减轻过程中，输出电容器可能会过充电，从而导致输出电压过高的情况。采用较小值的电感器(允许更大的纹波电流-接近40%)，则传输到输出电容上的存储能量更小，因此可尽量减少过压的可能。
热设计
表1给出了设计采用不同相数时，所需散热器情况的估计。在可供应100200LFM的强迫对流冷却系统中，单相设计要相当大的散热器才能达到0.6C/W的热阻。在四相设计中，热阻可提高至2C/W，即使没有散热器和100200LFM的空气流，这一热阻值也可容易得到。
表1根据设计所使用的相数，比较同步降压调节器设计的关键参数。图中的例子为12V1.2V100A降压调节器
