作者/StevenMartinADI公司电池充电器设计经理
摘要：开发一种面向基于电池充电器应用的反向电压保护电路
引言
处理电源电压反转有几种众所周知的方法。最明显的方法是在电源和负载之间连接一个二极管，但是由于二极管正向电压的原因，这种做法会出现额外的功耗。虽然该方法很简洁，但是二极管在便携式或备份应用中是不起用途的，因为电池在充电时必须吸收电流，而在不充电时则须供应电流。另一种方法是使用图1所示的MOSFET电路之一。
关于负载侧电路而言，这种方法比使用二极管更好，因为电源(电池)电压增强了MOSFET，因而出现了更少的压降和实质上更高的电导。该电路的NMOS版本比pMOS版本更好，因为分立式NMOS晶体管导电率更高、成本更低且可用性更好。在这两种电路中，MOSFET都是在电池电压为正时导通，电池电压反转时则断开连接。MOSFET的物理“漏极”变成了电源，因为它在pMOS版本中是较高的电位，而在NMOS版本中则是较低的电位。由于MOSFET在三极管区域中是电对称的，因此它们在两个方向上都能很好地传导电流。采用此方法时，晶体管必须具有高于电池电压的最大VGS和VDS额定值。
遗憾的是，这种方法仅对负载侧电路有效，无法配合能够给电池充电的电路工作。电池充电器将出现电源，重新启用MOSFET并重新建立至反向电池的连接。图2展示了采用NMOS版本的一个实例，图中所示的电池处于故障状态。
当电池接入时，电池充电器处于闲置状态，负载和电池充电器与反向电池安全去耦。然而，假如充电器变至运行状态(例如：附联了输入电源连接器)，则充电器在NMOS的栅极和源极之间出现一个电压，这增强了NMOS，从而实现电流传导。这一点在图3中更形象。
负载和充电器虽与反向电压隔离，但是起保护用途的MOSFET现在面对的一大问题是功耗过高。在这种情况下，电池充电器变成了一个电池放电器。当电池充电器为MOSFET供应了足够的栅极支持以吸收由充电器输送的电流时，该电路将达到平衡。例如，假如一个强大MOSFET的VTH约为2V，而且充电器能够在2V电压下供应电流，则电池充电器输出电压将稳定在2V(MOSFET的漏极处在2V+电池电压)。MOSFET中的功耗为ICHARGE•(VTH+VBAT)，因而使MOSFET升温发热，直到出现的热量散逸离开印刷电路板。该电路的pMOS版本也是相同。下面将介绍该方法的两种替代方法，这些替代方法各有优缺点。
1N沟道MOSFET设计
第一种方法采用一个NMOS隔离器件，如图4所示。该电路的算法是：假如电池电压超过了电池充电器输出电压，则必须停用隔离MOSFET。
如同上述的NMOS方法相同，在该电路中，MN1连接在介于充电器/负载和电池端子之间接线的低压侧。然而，晶体管Mp1和Q1现在供应了一个检测电路，该电路在电池反接的情况下将停用MN1。反接电池将Mp1的源极升举至高于其连接至充电器正端子的栅极。接着，Mp1的漏极通过R1将电流输送至Q1的基极。然后，Q1将MN1的栅极分流至地，防止充电电流在MN1中流动。R1负责控制在反向检测期间流到Q1的基极电流，而R2则在正常操作中为Q1的基极供应泄放。R3赋予了Q1将MN1的栅极拉至地电位的权限。R3/R4分压器限制MN1栅极上的电压，这样栅极电压在反向电池热插拔期间不必下降那么多。最坏情况是电池充电器已经处于运行状态、出现其恒定电压电平，附联了一个反接电池时。在这种情况下，必需尽可能快地关断MN1，以限制消耗高功率的时间。该电路带有R3和R4的这一特殊版本最适合12V铅酸电池应用，但是在单节和两节锂离子电池产品等较低电压应用中，可以免除R4。电容器C1供应了一个超快速充电泵，以在反向电池附联期间下拉MN1的栅极电平。关于最差情形(附联一个反向电池时充电器已使能的状况再次出现)，C1非常有用。
该电路的缺点是要额外的组件，R3/R4分压器在电池上出现了一个虽然很小、但却是持续的负载。
此类组件大多是纤巧的。Mp1和Q1不是功率器件，而且通常可采用SOT23-3、SC70-3或更小的封装。MN1应具有非常优良的导电性，因为它是传输器件，但是尺寸不必很大。由于它在深三极管区工作，并且得到了大幅的栅极强化，因此其功耗即使关于导电性中等的器件来说也很低。例如，100mΩ以下的晶体管也经常采用SOT23-3封装。
不过，采用一个小传输晶体管的缺点是：与电池充电器串联的额外阻抗延长了恒定电压充电阶段的充电时间。例如，假如电池及其配线具有100mΩ的等效串联电阻，并且采用了一个100mΩ的隔离晶体管，那么恒定电压充电阶段中的充电时间将加倍。
Mp1和Q1组成的检测和停用电路停用MN1的速度不是特别快，而且它们无须如此。虽然MN1在反向电池附联期间出现高功耗，但是关断电路只需“在最后”断开MN1连接。它必需在MN1升温幅度大到导致受损之前断开MN1连接。几十微秒的断开连接时间可能比较适合。另一方面，在反接电池有机会将充电器和负载电压拉至负值之前停用MN1至关重要，因而要采用C1。基本上，该电路具有一条AC和一条DC停用路径。
用一个铅酸电池和LTC4015电池充电器对此电路进行了测试。如图5所示，当反向电池热插拔时电池充电器处于OFF状态。反向电压不会被传送至充电器和负载。
值得注意的是，MN1要一个等于电池电压的VDS额定值和一个等于1/2电池电压的VGS额定值。Mp1要一个等于电池电压的VDS和VGS额定值。
图6显示了一种更加严重的情况，就是在反向电池进行热插拔时电池充电器已处于正常运行状态。电池反接将下拉充电器侧电压，直到检测和保护电路使其脱离运行状态，从而让充电器安全返回至其恒定电压电平。动态特性将因应用而异，而电池充电器上的电容将对最终结果起到很大的用途。在该测试中，电池充电器兼具一个高Q值陶瓷电容器和一个Q值较低的聚合物电容器。
总之，建议在电池充电器上采用铝聚合物电容器和铝电解电容器，以改善正常的正向电池热插拔期间的性能。由于极度的非线性，纯陶瓷电容器会在热插拔期间出现过高的过冲，背后的原因是：当电压从0V升至额定电压时，其电容的降幅可达惊人的80%。这种非线性在低电压条件下激发高电流的流动，而当电压上升时则使电容快速递减;这是一种导致非常高电压过冲的致命组合。凭相关经验，一个陶瓷电容器与一个较低Q值、电压稳定的铝电容器甚至钽电容器的组合似乎是最稳健的组合形式。
2p沟道MOSFET设计
图7示出了第二种方法，即采用一个pMOS晶体管作为保护器件。
在此电路中，Mp1是反向电池检测器件，Mp2是反向隔离器件。利用Mp1的源极至栅极电压来比较电池的正端子与电池充电器输出。假如电池充电器端子电压高于电池电压，则Mp1将停用主传输器件Mp2。因此，假如电池电压被驱动至低于地电位，则显然，检测器件Mp1将把传输器件Mp2驱动至关断状态(将其栅极干扰至其源极)。不管电池充电器是使能并形成充电电压还是停用(0V)，它都将完成上述操作。
该电路的最大优势是pMOS隔离晶体管Mp2根本不具备将负电压传送至充电器电路和负载的权限。图8对此做了更加清晰的图解。
通过R1在Mp2的栅极上可实现的最低电压为0V。即使Mp2的漏极被拉至远低于地电位，其源极也不会施加显著的电压下行压力。一旦源极电压降至晶体管高于地电位的VTH，晶体管将解除自身偏置，而且它的传导性逐渐消失。源极电压越接近地电位，晶体管的偏置解除程度越高。这种特性加上简单的拓扑，使得这种方法比前文介绍的NMOS方法更受青睐。与NMOS方法相比，它确实存在着pMOS晶体管导电性较低且成本较高的不足。
尽管比NMOS方法简单，但是该电路还有一个很大的缺点。虽然它始终供应针对反向电压的保护用途，但是它可能不会总是将电路连接到电池。当栅极如图8所示交叉耦合时，该电路形成了一个闭锁存储元件，此元件有可能选择错误的状态。虽然难以实现，但存在这样一种情况：充电器正在出现电压(比如12V)，在一个较低的电压(比如8V)附联电池，电路断开连接。
在这种情况下，Mp1的源极至栅极电压为+4V，因而强化Mp1并停用Mp2。这种情况如图9所示，并在节点上列出了稳定的电压。
为了实现该条件，电池接入时充电器必须已经处于运行状态。假如电池在充电器使能之前接入，则Mp1的栅极电压完全由电池上拉，因而停用Mp1。当充电器接通时，它出现一个受控的电流(而不是高电流冲击)，这降低了Mp1接通、Mp2关断的可能性。
另一方面，假如充电器在电池附联之前启用，则Mp1的栅极只需简单地跟随电池充电器输出，因为它是由泄放电阻器R2上拉的。未接入电池时，Mp1根本没有接通和使Mp2脱离运行状态的倾向。
当充电器已经启动并运行、而电池附联在后时，就会出现问题。在这种情况下，在充电器输出和电池端子之间存在瞬间差异，这将促使Mp1使Mp2脱离运行状态，因为电池电压强制充电器电容进行吸收。这使Mp2从充电器电容器吸取电荷的能力与Mp1使Mp2脱离运行状态的能力之间形成了竞争。
该电路也用一个铅酸电池和LTC4015电池充电器进行了测试。将一个承受重负载的6V电源作为电池模拟器连接至一个已经使能的电池充电器绝对不会触发“断开连接”状态。所做的测试并不全面，应在关键应用中更加全面彻底地进行测试。即使电路确已锁定，停用电池充电器并重新启用它仍将始终导致重新连接。
故障状态可通过人为操控电路(在R1的顶端和电池充电器输出之间建立临时连接)进行演示。然而，普遍认为该电路更倾向于连接。假如连接失败确实成为一个问题，那么可以设计一款利用多个器件停用电池充电器的电路。图12给出了一个更加完整的电路例子。
图10示出了充电器被停用的pMOS保护电路的效果。请注意，不论什么情况，电池充电器和负载电压都不会出现负电压传送。图11示出了该电路处于“当反接电池进行热插拔时充电器已进入运行状态”这种不利情况下。
与NMOS电路的效果相差无几，在断开电路连接使传输晶体管Mp2脱离运行状态之前，反向电池略微下拉充电器和负载电压。
在电路的这个版本中，晶体管Mp2必须能够经受两倍于电池电压的VDS(一个用于充电器，一个用于反接电池)和等于电池电压的VGS。另一方面，Mp1必须能够经受等于电池电压的VDS和两倍于电池电压的VGS。这项要求令人遗憾，因为关于MOSFET晶体管来说，额定VDS始终超过额定VGS。可以找到具有30VVGS容限和40VVDS容限的晶体管，适合铅酸电池应用。为了支持电压较高的电池，必须增添齐纳二极管和限流电阻器来修改电路。
图12示出了一个能够处理两个串联堆叠铅酸电池的电路实例。
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D1、D3和R3保护Mp2和Mp3的栅极免受高电压的损坏。当一个反接电池进行热插拔时，D2可防止Mp3的栅极以及电池充电器输出快速移动至地电位以下。当电路具有反接电池或处于错误断开连接闭锁状态时，Mp1和R1可检测出来，并利用缺失的LTC4015的RT特性来停用电池充电器。
3结论
可以开发一种面向基于电池充电器应用的反向电压保护电路。人们开发了一些电路并进行了简略的测试，测试结果令人鼓舞。关于反向电池问题并不存在什么高招，不过，希望本文介绍的方法能够供应充分的启示，即存在一种简单、低成本的解决方法。
本文来源于《电子产品世界》2018年第9期第22页，欢迎您写论文时引用，并注明出处。
