引言
随着电子技术的飞速发展，现代电子测量装置往往要负电源为其内部的集成电路芯片与传感器供电。如集成运算放大器、电压比较器、霍尔传感器等。
负电源的好坏很大程度上影响电子测量装置运行的性能，严重的话会使测量的数据大大偏离预期。目前，电子测量装置的负电源通常采用抗干扰能力强，效率高的开关电源供电方式。以往的隔离开关电源技术通过变压器实现负电压的输出，但这会增大负电源的体积以及电路的复杂性。而随着越来越多专用集成DC/DC控制芯片的出现，使得电路简单、体积小的非隔离负电压开关电源在电子测量装置中得到了越来越广泛的应用。因此，对非隔离负电压开关电源的研究具有很高的实用价值。
传统的非隔离负电压开关电源的电路拓扑有以下两种，如图1、图2所示。图3是其滤波输出电容的充电电流波形。由图3可见，采用图2结构的可获得输出纹波更小的负电压电源，并且在相同电感峰值电流的情况下其带负载能力更强。由于图2的开关器件要接在电源的负极，这会使得其控制电路会比图1来得复杂，因此在市场也没有实现图2电路结构（类似于线性稳压电源调节芯片7915功能）的负电压开关电源控制芯片。
图3两种开关电源滤波电容的充电电流波形
1工作原理分析
本文设计的非隔离负电压DC/DC开关电源如图4所示，负电源工作在持续电流模式。当电源控制器LT1935内部的功率三极管导通时，直流电源给输出电感L1和输出电容C1充电。当电源控制器LT1935内部的功率三极管关断时，输出电感L1中的电流改由通过肖特基二极管VD1供应的低阻抗回路继续给输出电容C1充电直至下一个周期电源控制器LT1935内部的功率三极管再次导通。可见电容C1在输出电感L1储存能量和释放能量的过程中均获得充电，从而减小了输出纹波电压。同时，在CCM条件下，输出电流在LT1935内部功率三极管的导通和关断期间均通过输出电感L1,这很大程度上抑制了输出电流的波动，降低了输出纹波电流的影响，进而大大新增系统的带负载能力和效率。
反馈控制回路采用了峰值电流控制。相比传统的电压控制，峰值电流控制一方面能很好的改善电源的动态响应，另一方面还能实现快速的过电流保护，很大程度上提高了系统的可靠性。由于采用了电源控制器LT1935，其内部集成了峰值电路控制电路和斜坡补偿电路，非隔离负电压DC/DC开关电源反馈回路设计即转换为补偿网络设计，进而大大简化了反馈回路的设计。
图4非隔离负电压DC/DC开关电源硬件电路图
2补偿网络
2.1非隔离负电压开关电源小信号建模
图5非隔离负电压Buck开关电源等效功率级电路原理图
图6非隔离负电压Buck开关电源CCM大信号模型
图7非隔离负电压Buck开关电源CCM小信号模型
2.2补偿网络设计
图8CCM-CpM型非隔离负电压Buck开关电源系统框图
假设系统稳定，且忽略输出电感纹波电压及人工斜坡补偿的影响，则输出电感电流等于控制电流，即：
图9CCM-pWM型非隔离负电压Buck开关电源小信号模型
分析可知，控制对象Ap（s）为单极点型控制对象，并且受等效串联电阻的影响，其高频特性差，抑制高频噪声的能力弱。
图10CCM-CpM型电压外环系统框图
图11补偿网络硬件电路图
注意Vf的值应在适中的范围，当取值太大，会降低系统的信噪比。当取值太小，系统的灵敏度和稳态特性都会下降。
补偿网络的动态特性通过电容C2、C3、C4来补偿。其中电容C2引入超前校正，有效的提高了系统的动态稳定性。电容C3则增大了系统的带宽。而电容C4起到了旁路高频噪声的用途。因此通过合理的选择C2、C4、C4的电容值，可以使系统获得较满意的动态补偿效果。
3实验研究
对图4所示的电路进行实验研究，实验电路的重要参数为，输入电压Vi=-24V,输出电压Vo=-15V,输出电感L1=33μH,输出电容C1=10μF,二极管VD1为肖特基二极管1N5819。
图12满载时LT1935内部功率三极管集电极电压和输出电压波形示意图
图12给出了满载情况下电源控制器LT1935内部功率三极管集电极输出电压的波形。可见在满载时系统不会出现过高的峰值电流，电感电流的波动小，即输出纹波电流得到很好的抑制，有利于非隔离负电压DC/DC开关电源的高效率工作和带负载能力。同时系统的开关频率很高，反馈回路的带宽得到了保证。
图13满载时输出电压和输出纹波电压波形示意图
4结论
提出了一种基于峰值电流控制的新型非隔离负电压DC/DC开关电源设计方法。在持续电流模式下，保证输出电容能通过输出电感得到持续充电，使输出纹波得到了有效的抑制，从而达到提高系统带负载能力以及效率的目的。同时结合平均电路法构建该开关电源在CCM条件下的小信号模型，设计了电压外环的补偿网络，增强了系统的整体性能。实验测试表明，本方法简单、合理、可行，具有一定的工程实际意义。
