1VIper22A器件功能简介
VIper22A型单片式开关电源功率变换器的封装形式为DIp-8：D—正端，即功率MOSFET的漏极，5﹑6﹑7﹑8脚(并联)；S—负端，1﹑2脚（并联），即是功率MOSFET的源极；UDD—自给电源端，也是芯片外自激电源端，4脚；FB—输出电压反馈端，3脚。封装形式为8脚，实际只有4端，简便好记，也易于制板，如图1所示。
VIper22A单片式开关电源功率变换器内部电路结构框图示于图2。由于器件正端和负端都通过较大电流，采用并联方式以增大容量，在绘制印制板电路图时，该两端多制成较大面积的铜箔，并在焊装VIper22A器件时直接将器件底面压贴在这大面积铜箔上，相当于加了一个小小散热器。
该器件虽是DIp-8封装，却内置了高压功率MOSFET，漏-源极的击穿电压可达730V以上，极限电流典型值为0.7A，通态电阻15Ω，输入电压在由85VAC～265VAC范围内波动时，仍可输出12W的功率。该器件还具有过流、过压和过热等带迟滞特性的保护功能（详见第3节），因此，其工作稳定可靠性能极好，可方便地采用市电供电，制作出多种规格的低压小功率直流电源。只要变压器等参数设计无误，几乎无需调试，连通电路就能正常投入运行。
2采用VIper22A器件制作的的12V开关电源整体电路工作原理
2.1启动简述
应用单片开关电源变换器VIper22A制作的的12V开关电源，其电原理图如图3所示。市电AC220V接通瞬间，通过高频变压器T1原边绕组W1，VIper22A变换器N1内的高压电流源即投入运行，自动开启芯片内部的自给电源UDD。功率MOSFET即投入工作，T1原边绕组W1流过电流，该电流在变压器磁芯中出现磁通，各绕组中出现感生电压，其方向如同名端符号所示。辅助绕组W2中的感生电压即通过整流管VD6向电容C9充电，C9并联于UDD端电源上，UDD端就成了持续不断的自激式直流电源，开始为芯片供电。至此，VIper22A变换器就完成了启动程序。
2.2电流控制模式参与稳压
2.2.1电流反馈
Vlper22A启动瞬间，pWM输出脉冲电压驱动功率MOSFET导通，变压器T1初级流过迅速增大的电流ID。当电流达到极限值时，取样电流IS在RS上的降压将大于0．23v，过电流比较器输出高电平，关闭驱动电路，功率MOSFET截止，负载电流回落。
2.2.2电压反馈转换成电流反馈
当T1副边绕组电压建立之后，N1的FB端得到一个与W2绕组电压成正比的反馈电流IFB，它与取样电流IS叠加，在电阻RS上出现综合电压。综合电压开始用途于过电流比较器上，对pWM执行调整，从而稳定了输出电压。
2.2.3电流反馈的优点
通常的电源芯片，其稳压过程仅由反馈电压控制,反馈取样电流仅用于过流保护；而该芯片的稳压过程既有反馈取样电流，又有反馈电压，源电压效应极优，负载效应也优于没有电流控制的开关电源，确保稳压精度高于通常的电源芯片——既适用于市电波动大的场合，也适用于负载有波动的场合。电流反馈是直接显现在取样电阻RS上的，没有经过二阶电路，响应速度快，增益大，动态稳定性好，可靠程度高,兼具过流和短路保护功能,也宜于多个整机均流并联运行。
2.2.4实属电流与电压双环控制的混合工作模式
通过以上叙述可看出，电流控制型pWM并非仅有电流控制，实际上是双环控制。电流控制封装在芯片内环，如图2所示，无需在外部执行，重要应对源电压（包括工频整流电压）波动和T1原边电流波动。电压控制则在外环，如图3所示，反馈电压通过N2和N3等元器件施加于芯片的反馈端FB，像普通电源芯片相同，可以同时应对负载波动和源电压波动。
2.3自给电源加自激电源
值得一提的是，图3所示的功率型开关电源中，没有一般开关电源中那样的辅助电源，当来自高压电流源的UDD端电压达到开启电压值Vdd（on）＝14.5V时，高压电流源被关断；当UDD端电压降至为芯片关断值Vdd（off）＜8V时，高压电流源又自动开启。UDD端先是N1内的自给电源起用途，功率MOSFET投入工作后，N1外的T1辅助绕组W2等构成的自激电源又并接于UDD端。就这样，“自给”加“自激”，确保了N1的持续振荡，但又不是通常所说的那种不太稳定的自激振荡频率，而是N1内稳定的他激振荡频率60kHz，独树起该集成电路的鲜明特性，故而电路结构简练，稳定可靠程度高。输出电压反馈端FB的电压范围在0V～1V之间。
2.4稳压过程
2.4.1单端反激式变换器的特点
图3电路，在功率MOSFET导通瞬间，绕组W3同名端与W1相反，整流管VD7呈反向偏置状态；功率MOSFET截止时，VD7导通，故称此变换器为单端反激式变换器，也称电感储能式变换器—向电容C10和C12充电，即变压器T1绕组有电感的用途，平波电感L1的数值在几十µH即可满足对纹波电压的要求，甚至可以不用L1。单端反激式变换器的整流脉宽可超1／2周期，故在市电波动较大的场所仍能保有良好的电压调整率。
2.4.2源电压波动时的稳压过程
当市电AC220V出现波动时，T1原边绕组W1中的的电流幅值也会相应变化，立即显现到芯片内取样电阻RS上，过电流比较器即调节pWM脉宽，相应调节输出电压。该过程在整个稳压过程中，起着绝对主导用途。与此同时，集成可调基准稳压器N3输入端1脚的电压相应变化，引起其输出端3脚电压反向的变化，再通过光耦N2使集成电源变换器N1的控制端3脚FB电压，使N1内的功率MOSFET的栅极脉宽和输出端电压反向变化，从而将输出电压最大限度地恢复到外电压波动前的数值上。即：源电压的波动，得到电流控制工作模式的及时应对，内环控制的采样电路置于过电流比较器反相输入端，源电压效应优于0.01％。外环的电压控制工作模式也参与应对，其用途小于电流控制模式，响应速度也较低。
2.4.3负载波动时的稳压过程
（1）负载波动时工频整流滤波电压相应波动
当市电电压不变，负载波动时，电容C6上的电压相应波动，图2中RS上电压相应变化，过电流比较器及之后环节及时执行脉宽调节，调节精度优于0.01%，即C6上的电压变化时，输出脉宽反向变化，确保图3电路输出电压不变。这实际就是2.4.2条的电流控制的稳压过程，VIper22A型电源的负载调整率就有条件优于普通变换器型开关电源。
（2）负载波动时高频变压器原边绕组电流相应波动
当市电电压不变，负载波动时，W1绕组电流相应波动，图2中过电流比较器的同相输入端电压也相应变化，并及时调节脉宽，保有优于0.01％稳定精度。
（3）负载波动时VIper22A中功率MOSFET漏-源极间电压随之波动
负载波动所引起的变压器原边和功率MOSFET上漏-源极间（导通电阻为15Ω）的电压降波动，必然引发取样电阻RS上的电流和电压波动，反馈到过电流比较器的反相输入端，内环控制pWM,将影响降至最低，确保输出电压的稳定，调整精度优于0.01%。即VIper22A内环的电流控制将变压器副边及副边以前的电压波动所出现的影响降至微乎其微。
（4）VIper22A低负荷条件下的自动间歇工作模式也优化了负载调整率
该芯片另外还有低负荷条件下的自动间歇工作模式（见以下3．2．4），抑制了轻载时的输出电压上升。该电路的以上4个特点，是普通电压控制型开关电源所没有的，因此能确保其负载效应显著优于普通电电压控制型开关电源。
（5）外环的电压控制模式也参与稳定负载变化所引起的输出电压波动
与此同时，负载波动时，W3绕组及其输出端电压也有波动，所以处于芯片外环的电压控制模式投入运行应对，以保持输出电压稳定，但精度与响应速度都劣于内环。
（6）VIper22A负载效应优于电压控制型开关电源，但仍劣于自身的源电压效应
市电供电的变换器型开关稳压器，其源电压效应优于负载效应是一规律。VIper22A电源负载效应虽优于普通变换器电压控制型开关电源，但也劣于自身的源电压效应，未超越这一规律。
3.过热、过流和过压保护功能与自动重启
3.1过热保护
图3所示的开关稳压电源，芯片N1中封装着发热的重要元件功率MOSFET和过热保护环节，一旦芯片出现170℃高温，保护环节输出信号用途于RS触发器，即截断了功率MOSFET上的触发脉冲，参见图2。芯片关断后，温度逐渐下降，下降到40℃后，才能恢复运行，迟滞温度为40℃。
3.2过流保护
3.2.1电流取样的特点
通常的功率MOSFET电流取样，都是在S极，全电流，耗损大；VIper22A则在临近S极的感应极取样，其流过电阻RS的感应电流IS(如图2所示)，正比于流过功率MOSFET的D极电流ID，IS／ID＝1／560，功耗甚微，这是该器件的另一大优点。
3.2.2过流保护过程
当功率MOSFET电流ID增大到某一个数值时,电流取样电阻上的电压≥0.23V，即
过电流比较器输出高电平，通过前沿闭锁电路和RS触发器，将功率MOSFET栅极脉冲关闭，达到了过电流保护的目的。过电流过后，电路自动恢复运行。
3.2.3无反馈时的过流保护过程
当FB端接地，也即无外环反馈时，输出电压增大，电流增大，漏极电流ID将比上节所述大，由图2可知，相当于RS与R1并联，阻值减小,流过功率MOSFET的D极的电流增大，达极限电流，即
但不会无限增大，最大是芯片的极限值0.7A。
3.2.4低负荷条件下的自动间歇模式
当电源空载或是流过功率MOSFET的漏极电流小于或等于极限值的12％—约为85mA时，芯片N1会自动进入间歇工作状态，既保证低负载时的正常运行，又可以降低整机功耗，安全系数也会更高。
3.3过压保护
当某种原因引起输出电压骤升，T1辅助绕组W2以及UDD端的电压同比例上升，过压比较器（参见图2）上的同相端电压若超过42V，即VDD≥42V，该比较器发生翻转，在其后的RS触发器用途下，功率MOSFET栅极触发脉冲截止，停止输出电压。过电压过后，电路自动恢复运行。
3.4防止输出过载﹑短路或过压导致击穿故障的打嗝（HICCUp）模式
当电源过载﹑短路或过压时，VIper22A器件保护动作，使占空比减小，输出电压降低，UDD端电压也跟着降低。当低到8V以下时，整个电路关闭，随后靠内部高压恒流源开始下一个间歇式启动过程。该过程称为“打嗝”式(hiccup)保护，工作时间很短，仅有xxμs,停止时间很长，周期约为260ms，因此平均功率极低，保护电源免于损坏。一旦故障排除，电源即投入正常运行，便于操作。不难理解，该工作模式隶属于过流和过压保护，是这两种功能之外在表露，其周期与下面4.2.1节所述故障的间歇周期有相似之处。
3.5欠压锁定
当电网电压过低，或电源故障导致UDD端电压低于8V时，芯片即停止输出触发脉宽，电源也就停止输出；电网电压回升，或电源故障排除后，UDD端电压恢复到(8-14.5)V范围内时，自动恢复正常运行。
4．重要故障实例
4.1直流输出端电压为零
4.1.1电源变压器原边绕组断路
由于变压器功率小和输入电压高，原边绕组导线就较细，线径通常为0.2mm上下。若绕制工艺不完善，导线端头在与骨架端子连接处较容易腐蚀或折断。这样的故障约占电源总故障的15﹪，变压器内部的毁坏率却为零。导致原边绕组端头断路的原因有二。
（1）漆包线与骨架接触处出厂不久断连
绕线工为新手，细漆包线端头固定于骨架端子之后用较大拉力拉紧再绕线，使导线与骨架接触处承受了较大预应力，故漆包线与骨架接触处出厂不久断连情况较多——绕线人人会绕，质量却大相径庭。
（2）漆包线端头被脱漆剂腐蚀断掉
变压器制作厂家为图便捷，漆包线端头上的漆膜往往采用漆包线脱漆剂来清除。漆膜清除之后，却不清洗残留在端头上的的脱漆剂，脱漆剂与铜的化学反应也很强烈——其中含有硫酸成分，不久就会将漆包线端头腐蚀到完全断掉。这是必须引起变压器厂家注意的。
4.1.2电源变压器副边断路
原因与3.1.1大致相同。
4.1.3电源变换器模块N2内部烧断
这种采用VIper22A器件制作的小功率直流电源，当供电电源端不接保护零线（pE）时，来自外界的意外高电压将可能通过机箱用途于该直流电源电路上，致使N2器件和相关元件毁坏。当该电源仅作为大型电路的辅助电源应用时，尤其是作为高压电源的辅助电源时，往往也会因为主电源使用上的问题，波及辅助电源。
因此，为保护该电源可靠安全运行，在市电输入端加接保护零线（pE）是必要的。如今的市电配电线路，不论是工业用电还是居民用电，都是相线(L)﹑零线(N)和保护零线（pE）俱全的。实践表明，当在电源端加接保护零线（pE）之后，VIper22A器件具有极高的稳定可靠程度。
4.1.4整流管VD7断路断
造成整流管VD7烧断的原因有：①焊装前未检测额定参数；②变压器磁隙未调整到位，导致输出尖峰电压较大，VD7管反向电压超过或接近额定反向电压，调试时又未发现。开关电源中，变压器的制作和检验很重要。
4.2直流输出端电压呈脉动状，脉动幅值等于12V
正常情况下，接通电源瞬间，VIper22A变换器内的高压电流源投入运行，并自动启动电源，当UDD端电压达到开启电压值VDDON＝14.5V（典型值）时，高压电流源被关断，功率MOSFET投入工作，辅助绕组W2也即开始为芯片供电。至此，VIper22A变换器完成启动程序。
当辅助绕组W2回路断路，或UDD端对N2器件负端（1﹑2脚）短路时，仅靠变换器内的高压电流源自动间歇性地启动电源，UDD端上的电压不能维持在（8—14.5）V范围内，N1就会在低于8V以下的时候停止运行，所以输出端电压就呈现脉动状，如图4所示。之所以脉动幅值仍等于12V，就是因为除变压器辅助绕组W2回路断路之外，输出绕组W3及取样电压、基准电压和光耦等环节依然运行正常，限制着输出电压的幅值。
变压器辅助绕组W2回路包括：辅助绕组本身；整流管VD6；电容器C9；相关的印制板铜箔连线。由此也可验证前面工作原理所述的内容：VIper22A变换器内的高压电流源，仅仅是在接通市电AC220V瞬间，和UDD端电压低至8V时，才投入运行，且有一定的工作周期；其它情况下则都处于关断状态。
5结论
普通DIp-8封装的单片式开关电源功率变换器模块VIper22A，内设电流控制pWM，有自给电源，开启后，又自动加入自激电源；同时，还内置了730V／0.7A的功率MOSFET。电路结构精练，过热﹑过流和过压等保护功能齐全，稳压精度高，响应速度快，稳定可靠程度高，适用于电网波动大和负载有变化的场合，也易于并联运行。应用该集成电路制作的开关电源，像其它电子产品相同，若能在装焊﹑调试等工艺及使用中，规范以下事项：①市电输入端接好保护零线（pE），②规范变压器制作工艺，③稳定电子元器件进货渠道，④新增工序间检测，⑤整机进行满功率测试考核，整机运行就会臻于完美无缺。
