摘要：介绍了电流模式开关电源的原理和特点。针对电流模式下会引起振荡的现象，分析了系统不稳定的原因，论述了占空比、电感平均电流与系统不稳定之间的关系。并论述了通过斜率补偿解决系统振荡的基本原理。设计了一款基于max16834驱动芯片的高边降压型电路，给出了斜率补偿设计实例。实验结果表明，斜率补偿增强了系统的抗干扰性并提高了系统的稳定性。关健词：开关电源；电流模式；斜率补偿；驱动电路0引言与电压模式相比电流模式拓扑有两个反馈环。一个是检测输出电压的电压外环，一个是检测开关管电流且具有逐周期限流功能的电流内环。它具有动态响应快，增益带宽大，输出电感小等优点。但电流模式仍存在问题，电流内环只检测电感峰值电流，不能保证电感平均电流恒定。当输入电压变化引起电感输出平均电流变化时，负载电压跟随变化，出现振荡。同时当占空比大于0．5时，电感电流初始扰动会随着开关周期累积，虽最终衰减但形成振荡。针对电流模式的振荡问题，论述了斜率补偿原理，通过斜率补偿改善不稳定现象。以max16834为控制芯片，设计了高边降压电路并给出斜率补偿计算方法。1电流模式原理由图1可以看出，电流模式含有两个反馈环，包括由接收输出电压采样信号的误差放大器构成的电压外环和由接收初级峰值电流采样信号的pWM比较器构成的电流内环。导通时间由误差放大器的输出电压Vea与电流采样电阻Ri上的锯齿形电压经pWM比较器比较确定。
内部晶振出现时钟信号，每次出现时钟脉冲触发器就置位使开关管导通。pWM比较器输出为高时，触发器复位，输出低电平开关管关断。即pWM比较器输出由低变高的时刻就是导通结束的时刻。pWM比较器将峰值采样电阻Ri上的锯齿形电压Vi和误差放大器EA的输出比较。当Vi与Vea相等时，pWM比较器输出由低变高，使触发器复位，触发器输出低电平，开关管关断。控制电路重复上述过程，出现一定的占空比，经过电压与电流的双环控制得到稳定的输出Vo。2电流模式出现振荡的原因2．1输入电压变化引起振荡从电流模式的控制原理可知直流负载电流是电感电流的平均值。而电流采样电阻Ri只能检测开关管电流的峰值相当于恒定了电感电流的峰值，不能保证电感电流的平均值恒定。电感平均电流变化会引起输出电压Vo变化，由图1可知Vo变化引起Vea变化。而Vi不变，Vea与Vi经过pWM比较器导致输出Vo再次变化，这样反复的调整造成输出电压的振荡。Vo变化由电感平均电流变化引起，电感平均电流可如下简单推算：[page]式中：Iav1
2．2扰动累积形成振荡电流模式控制不是用电压误差信号直接控制pWM脉冲宽度，而是通过控制峰值输出端的电感电流大小，间接控制pWM脉冲宽度。如图3所示。
图3中：Ip为设定的电感电流峰值；△i0为电感上的扰动电流；m1，m2为电感电流上升和下降频率。图3中电流模式的结构决定了其应用时存在电流内环在占空比大于50％时的不稳定现象。由图3可以得到式(2)：由式(3)知，占空比小于50％，即m2／m1<1，则扰动经过几个周期后会自动消除。占空比大于50％，即m2／m1>1，则每经过一个周期，扰动就会变得更大，当扰动新增到影响系统时，双环开始调整形成振荡。[page]3斜率补偿原理根据式(1)和式(3)可知，输出出现振荡都和开关管导通时间有关。因此斜率补偿原理就是在电流模式的控制量上叠加一个斜率信号，使得输出电感的平均电流与开关管的导通时间无关。3．1下斜坡补偿下斜率补偿是将一个负斜率电压叠加到如图1所示EA误差放大器的输出端。使得每个周期干扰信号都有衰减。原理如图4所示。
令Vea为EA误差放大器输出电压；Vi：采样电阻峰值电压；m1，m2为采样电阻电压上升斜率和下降斜率；加入负斜率m后，误差放大器输出：可知，只要保证m2／2·Ri=m就可保证电感平均电流与导通时间无关。3．2上斜坡补偿相关于下斜率补偿，上斜率补偿是在电流采样信号Vi上叠加一个正斜率电压。且电路更容易实现。同样也可以达到减少振荡的目的。假设Vi上叠加的电压斜率为dV／dt，则有：可知，假如dV／dt=m2／2，就能达到斜率补偿的目的。[page]4斜率补偿实现及实验结果因为上斜率补偿电路更简单，实现更容易，常采用上斜坡补偿。有电阻式补偿和电容式补偿方式。电阻式补偿是在电流采样脚叠加一个幅值分压后的振荡波形，但由于电阻会从按时电容上吸收电流影响频率，一般会接一个射级跟随器。电容式补偿是在芯片振荡器和电流采样脚间直接加一个电容，相当于给电流采样脚加了一个自举信号。实验波形如图5所示。
设计一款基于max16834驱动芯片的高边降压型电路。该电路采用电容式补偿。先计算反馈电压(电感电流)下降斜率：一般按照工程相关经验，Vslope取计算值的0．7～0．8之间。5结论利用斜率补偿的方法，能够改善电流控制模式开关电源在上述情况下的振荡问题，增强了电源的抗干扰性。
