1引言
真空镀膜技术在近10几年迅猛的发展中，已经涉及到各个行业。尤其是磁控溅射技术在薄膜制备领域的广泛应用。磁控溅射电源就是针对磁控溅射环节所设计使用的开关电源，其性能直接关系到镀膜产品的质量，已成为衡量磁控溅射设备状态的重要对象。因此，设计性能良好的电源就成为了行业研究的热点问题。近几年来，随着电力电子功率变换技术的不断进步和完善，pWM控制的开关电源以其极高的性价比获得了广泛的应用。尤其是单片开关电源控制芯片获得了长足的发展，TOpSWITCH系列单片电源芯片已将自启动电路、功率MOSFET，pWM控制电路以及保护电路集成在一起，再通过小型高频变压器便可使输出电压与电网输入完全隔离，不仅提高了电源的效率，简化了外围电路，而且降低了电源成本和体积，增强了电源的可靠性。
在对产品进行镀膜的过程中，要对电压的稳定性进行检测，而检测系统要输入稳定、精确度高的±15V直流电源。由于受到体积限制，这两路电源变换应尽可能结构简单、输入电压范围宽、可靠实用，同时满足较好的隔离性(若采用UC3842芯片，其电源部分不仅成本提高，而且新增了整个控制系统的体积)。
为此，本文根据单端反激式开关电源原理，选择了TOp204单片电源控制芯片作为核心器件，提出了一种可实用于代替UC3842芯片的开关电源。该开关电源不仅可以满足检测系统所需电压，而且电路简单、可靠、稳压性能好，开关电源部分所用器件少，从而使整个检测系统的体积减小。
2电路设计
图1为采用TOp204芯片构建的单端反激式隔离开关稳压电源原理图。输入为（~220±15%）V交流市电，输出双路电压分别为+15V，-15V直流电，其两路输出功率均为7.5W。
由于TOp204的高度集成性，设计工作重要围绕其外部电路进行，同时结合检测系统用电特点对其输出电压精确度进行分析。根据TOp204芯片的工作原理，其外围电路可分为输入整流滤波电路、漏极保护电路、变压器、输出整流滤波电路以及反馈电路五部分，下面将分别进行原理和功能分析。
图1单端反激式隔离开关稳压电源原理图
2.1输入整流滤波电路
220V的交流市电通过保险丝和8w的水泥电阻之后，进入EMI滤波器，它是由C1、Lt和C2组成。其中C1、C2是为了除去差模干扰，其值为0.1µF/630V。Lt为滤波线圈，采取双线并绕，其值为33mH。整流电路采用反向耐压大于400V，冲击电流大于额定整流电流（7~10）倍的整流二极管，且整流二极管的稳态电流容量应为计算值的两倍。由此选择4个FR107二极管做整流桥。
电容+C1的值可根据相关经验1µF/w来取，考虑到裕量，+C1=68µF/400V。由于220V交流市电在15%之间波动，故VACmax=253V，VACmin=187V。假设整流桥中二极管导通时间为Ton=3ms，由式(1)和式(2)可得输入直流电压最小值和最大值为：
式中：η1为系统效率，可选80%；fl为交流电网频率；po为电源输出功率。
2.2漏极嵌位电路
当TOp204中的主功率MOSFET由导通变成截止时，在高频变压器T的初级绕组Ll上会出现尖峰电压和感应电压，其中尖峰电压是由于高频变压器存在漏感而形成，它与直流高压和感应电压叠加后很容易损坏主功率管。为此，必须设计漏极嵌位电路，对尖峰电压进行嵌位或吸收。
DZ和D5构成的嵌位电路可防止高电压对TOp204的损坏。其中DZ采用型号为p6KE200，反向击穿电压为220V的TVS（瞬态电压抑制器)，D5采用型号为BYV36C，反向耐压为700V的超快恢复二极管。
2.3变压器设计
（1）铁芯类型
根据TOp204芯片100kHz的工作频率选用锰锌铁氧体。通常，输出功率和磁芯截面积由相关经验公式计算，即
式中：Ae为变压器磁芯的有效截面积(cm2)；po为电源的输出功率(w)；η2为变压器的效率，一般取85%。根据相关经验公式的计算，可以选择EI-22铁氧体磁芯，其有效截面积大于Ae的计算值。
（2）计算最大占空比Dmax
首先必须确定次级反射到初级的电压Vf，利用式(4)计算
Vf=Vmos×80%-Vdcmax(4)
其中：Vmos为TOp系列的MOS管耐压为700V。
[page]再根据磁通伏秒积平衡的要求，即：Vdcmin×Dmax=Vf×(1-Dmax)，可得：
（3）计算变压器初级自感Lp
由于所设计的反激式变换器工作在持续导通工作模式(CCM)中，所以，开关管闭合时的电流初始值和末值根据公式(5)可得:
式中:Ip1、Ip2分别为开关管闭合时的电流初始值、末值。根据相关经验，一般选择Ip2=(2～3)Ip1，不要让Ip1与Ip2过于接近。因为电流的斜率不够，容易出现振荡，取3。
由此可得峰值电流为
变压器的初级自感Lp根据式(6)计算
式中：fs是开关频率；Lp是初级电感量，单位H。
（4)计算初、次级绕组匝数
利用式(7)、式(8)分别计算Np（初级绕组）、Ns（次级绕组）
式中：△B为感应强度变化量，取值在(0.2~0.3)T之间，这里取0.25，单位是T；Ae是磁芯截面积，单位cm2；Lp是初级电感量，单位H；Ip是初级峰值电流，单位A；Vo是次级绕组输出电压；VD是输出整流二极管压降。各匝数选用如下。
初级绕组匝数Np为:Np=108.3匝，取109匝。
输出电压Vo1=+15V，则次级绕组匝数Ns1为:Ns1=8.5匝，取9匝。
输出电压Vo2=-15V，则次级绕组匝数Ns2为:Ns2=12.8匝，取13匝。
反馈电压Vo3=+7.8V，则次级绕组匝数Ns3为:Ns3=3.7匝，取4匝。
（5)计算气隙长度
气隙长度由式（9）计算。
式中：lg为气隙长度，单位为cm；Np为原边匝数，Ae为磁芯的截面积，单位为cm2；Lp为初级电感量，单位为H。
计算得lg=0.0732cm。但在实际手工绕制变压器时，由于气隙太小还得根据实际测试结果进行调整，以达到所要求的结果。
2.4输出整流滤波电路设计
输出整流滤波电路由整流二极管和滤波电容构成。输出整流二极管的开关损耗占系统损耗的（5%~10%），是影响开关电源效率的重要因素，它包括正向导通损耗和反向恢复损耗。因此，为了提高开关电源的效率，在其他环节不再有可以挖掘的余地时，只能考虑如何进一步降低输出整流器的导通电压降。由于肖特基二极管导通时正向压降较低,因此具有很低的正向导通损耗。此外，肖特基二极管反向恢复时间短,在降低反向恢复损耗以及消除输出电压中的纹波方面有明显的性能优势，所以选用肖特基二极管作为整流二极管。选取的原则是，根据次级整流二极管的电压应力公式，即：。
经计算，取型号为BYW29-200整流管，最大反向电压VRRM=200V，平均电流IAV=8A。
此外，为减小共模抑制比，在输出地与高压侧地之间接共模抑制电容，如图1中的C5。
[page]2.5反馈回路的设计
开关电源反馈电路的形式依据输出电压的精度而定，其+15V的电压输出利用TL431、pC816和TOp204构成光耦反馈端,可使电压调整率达到±0.2%左右，大大提高了电压精度。-15V的电压输出采用7915三端稳压器，可使稳压精度达到±0.4%左右。
在+15V一端，光耦合器pC816中的LED用来构成反馈指示，R2为LED限流电阻，TL431作为外部误差放大器。当输出电压+15V变化时，经过R3、R4分压得到取样电压，与TL431中的2.5V带隙基准电压进行比较，使1端电位发生变化，进而使LED工作电流发生变化，再通过pC816控制端电流，从而使TOp204的控制端电流发生变化，进而调节+15V电压变化。C4是用来决定误差放大端的频率响应。
在-15V一端，电压的稳压过程由LM7915决定。LM7915的输入端（变压器的输出端）为-23V，进过稳压器稳压后得到-15V的电压。L2起消除尖峰电流的用途。由于在+15V端TL431使得电压的调整率达到±0.2%左右，这使得通过TOp204变压器绕组端的调整范围稳定在一定范围内。为此，其他次级绕组的变化与+15V端相同。在-15V端在加入稳压器和L2后，进一步减小了电压变化范围。使-15V精确至±0.4%左右。
反馈绕组一端为TOp204的控制端供应反馈电流，其最大允许电流为100mA。它的耐压范围在（5.7~9）V之间，设计当中一般选用6V。R6为限流电阻。另外，+C6有三个用途：滤除控制端上的尖峰电压；决定自动重启频率；和R5一起对控制回路进行补偿。
3实验结果
表1为当输入Vi（200V~300V）交流电时，输出电压V1（+15V）、V2（-15V）的变化情况。其中图2（a）、图2(b)分别是+15V和-15V的实际波形。
表1输入电压Vi时，输出电压V1和V2的实测值
图2(a)输出电压V1（+15V）输出波形及万用表的测量值;
(b)输出电压V2（-15V）输出波形及万用表的测量值
由表1及图2(a)和图2(b)表明，该开关电源有效地减小了体积及元器件的数量，明显的提高了工作效率。并且，此单端反激式隔离开关电源的电压调整率、输出电阻和纹波低，系统安全可靠，成本低廉，对绿色镀膜电源检测系统具有稳定、精确的供电特性，符合实际测试及生产要。
注：由于示波器是使用时间较长出现较大误差，因此，利用数字万用表加以校正。
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