1引言
单端正激型开关电源的结构比较简单，已广泛用于中小功率输出场合。由于这种拓扑结构的特点是功率变压器工作在B-H曲线的第一象限，因此必须采用适当的去磁方法，以消除磁心单向磁化饱和的潜在隐患。在工程中，常用的去磁技术有新增去磁绕组、有源箝位、RCD箝位和ZVT箝位等多种方法[1]，其共同思路是在主功率开关管截止后，通过一定的途径，使变压器中剩余的磁化能量泻放或者消耗在无源功率电阻上，以确保下一个开关管导通之前变压器中无剩余磁化能量。实际上，不用新增额外的电路技术及元器件，仅仅利用单端正激型电源自身的结构特点，就能较好地完成去磁要求，即采用谐振技术进行去磁。这种谐振去磁技术的基本原理是在功率开关管截止后，利用变压器自身的等效电感和电路中元器件的分布电容进行谐振，出现能量交换，以转移变压器的磁化能量。
2谐振去磁技术的工作原理
在分析该谐振去磁电路的工作原理之前，首先假设[2]：①整个系统进入稳态，一个开关工作周期内的各电量均为动态平衡；②输出电感Lo和输出电容Co与参与去磁的谐振组件相比，近似无穷大；③忽略变压器的漏感及其对电路的影响；④开关管VQ1与二极管均为理想器件，即忽略开关管导通电阻RDS(on)和二极管的正向压降VF。图1示出一个单端正激型电源中，参与谐振去磁的基本电路组件。该电源的开关管采用MOSFET组件。
图中Lm——变压器初级的等效电感
Ct——功率变压器初级绕组的等效电容，与Lm并联
Cs——开关管VQ1的漏-源极结电容与并联在其两端的外电容之和
Cl——输出整流二极管的结电容与外接并联电容之和
图2示出功率变压器初级的等效电路。由图可见，C1等效到变压器初级的电容为C1(N8/Np)2，且与Ct为并联关系，同时Cs与Ct也为并联关系。
在一个完整的开关周期内，一个完整的谐振去磁过程由以下几个工作阶段组成[2]：
(1)第一阶段图3示出第一阶段即谐振去磁过程的谐振去磁电路电流走向及其工作过程。第一阶段位于图3b的Ton阶段。在此之前，VQ1的漏源电压uDSVQ1为输入电压uin，负载电流流过VDf，流过变压器磁心的磁化电流imag为负值i1。由t＝0开始，VQ1受控导通。此时，imag开始线性新增。流过变压器初级的电流ip为imag和次级负载电流Io反射到变压器初级的电流迭加之和，即ioNs/Npo在此阶段，VDr导通，VDf截止。而C1和Cs的端电压uC1和uCs均近似为零。假定变压器的初级磁化电流在该阶段开始时为i1；结束时为i2，则两者的关系为：
i2=i1+uinTon/Lm(1)
(2)第二阶段图4示出第二阶段即谐振去磁阶段的谐振去磁电路电流走向及其工作过程。第二阶段位于图4b的Tr阶段。在Tr开始阶段，VQl受控制信号的用途截止。其uDSVQ1开始迅速上升，当uDSVQ1超过uin后，变压器次级的线圈极性反转，VDr截止，VDf导通。由于VQ1截止，Lm与电路中的等效电容Cr，即前述的Cs和C1等效到初级的电容，以及变压器初级绕组的等效电容Ct三者并联，形成一个并联谐振电路，开始谐振工作，形成正弦去磁电流imag。由电路理论可知，一个LC串联或并联的电路，在以谐振方式工作时，电感上的电流与电容上的电压变化均为正弦，且彼此相位相差900，二者储存的能量互相交换，即一个电量达到绝对值的最大时，另一个电量为零。由于在Tr开始时，Cr的端电压uCr=0，没有存储能量，而Lm中的能量在开关截止前就达到了最大值，因此Lm与Cr出现能量交换；该阶段的持续时间为Tr，且Tr为一完整谐振周期的1/2。即：
Tr=πLmCr(2)
uCr由零所能达到的最大值：
UCrmax=i2Lm/Cr(3)
uDSVQ1在Cr达到最大值时，也达到其峰值：
UdsVQ1max=uin+i2Lm/Cr(4)
在该工作阶段，Cr实际上是先被充电至最大值，然后放电，直到又回到零值。而变压器激磁电感Lm上的电流iLm变化规律同样为正弦，且变化时间也为谐振周期的1/2。这样，到了该阶段的末期，imag就达到负向的最大值。由于系统处于稳定的动态平衡状态，且能够完全去磁，因此其值等于-i2。此时，uDSVQ1等于uin。该阶段的等效电容：
Cr=C1(Ns/Np)2+Cs+C1(5)
谐振电路的谐振频率：
fr=1/(2πLmCr)(6)
由初始条件可得磁化电流与等效电容电压的变化为：
imag=i2cosωct(7)
UCr=i2Lm/Crsinωct(8)
式中ωc——谐振角频率，
ωc=1/LmCr
Lm/Cr——谐振电路特点阻抗
在上两个阶段，变压器中的磁场强度H与imag的变化相一致，即在Ton阶段，H向正方向新增；在Tr，阶段，因谐振用途，H向反方向变化。这样，通过谐振便转移了变压器的激磁能量，并且最终实现了imag的反向流动，从而达到了去磁的目的。但需注意的是，在该阶段，imag在正负两个方向流动变化，为方便起见，图4只示意了一个方向的流动。
(3)第三阶段图5示出第三阶段，即恒流阶段的谐振去磁电路电流走向及其工作过程。第三阶段位于图5b的恒流期Ts阶段。在该时段内，VQ1仍截止，由于前一阶段uCr的谐振变化为零，故VQ1两端的电压为uin当uCr企图继续谐振并进一步降低时，导致VDr导通。因此，当该时间段开始时，Np与Ns的端电压均为零，uCr被箝位为零，谐振状态结束，VDr与VDf均等效于导通状态。而负向的imag因只有VDf→VDr→Ns这样一条通路可以继续流动，且因电感的恒流特性，i1在这一阶段保持恒定的负值-i1不变，这种工作模式一直持续到下一个开关周期的到来。在系统处于稳定工作状态，且保证每个开关周期都能完全进行去磁的条件下，i1也等于下一个开关周期开始时的i1，即：
il=uinTon/2Lm(9)
3谐振去磁技术特点及谐振频率选择
(1)降低了对控制电路占空比的要求。在常规的去磁绕组技术中，出于对开关管耐压的要求，通常将去磁绕组与初级绕组的匝比定为1:l。这样，最大占空比只能达到50％，而在谐振去磁技术中，只要求在开关管的截止期内，最少保证能完整进行半个谐振周期的工作。但通过谐振频率的选择和谐振组件参数值的调整，可以充分保证做到这一点。这样，占空比就不再受50％的限制，在试验中使用60％，甚至更高的占空比均能安全工作。这便使单端正激电源可工作在较宽的输入电压范围，同时简化了开关电源的电路结构。
(2)由理论和试验可见，谐振去磁技术中，uDSVQ1为较光滑的半正弦波，而普通去磁绕组的相应波形为边缘较陡峭的方波。前者无疑比后者具有更小的高次谐波分量，因此系统的EMI性能也有所改善。
(3)在采用谐振去磁技术时，需仔细确定谐振组件的参数，以确保在开关截止期内能完成半个谐振周期的去磁过程。因此，在理论分析的基础上，需在试验中仔细观察uDSVQ1的波形，并相应对电路参数进行调整，以确定较适宜的谐振频[2]。
在选择谐振频率时，需综合考虑VQ1的额定电压和去磁效果间的矛盾。目前，在中小功率应用场合，单端正激功率变压器的初级电感量通常为几十到几百微亨，而Cr通常为几百到几千皮法，而目前开关电源的工作频率—般为几百千赫兹，这样理论上仅利用初级电感和电路固有的等效电容即可完成谐振去磁过程。但这会使谐振率较高，同时主开关管上承受的电压应力较大。为了降低主开关管在谐振时的电压应力uDS，有时需在VQ1或VDr两端并联电容，以适当降低谐振频率。然而，该电容的容值不能过大，否则会导致无法完全进行谐振去磁。
图6a，b，c示出选择不同谐振参数时，VQ1的电压uDSVQ1波形。由图6a可见，其形状与理论分析一致；在Lm确定的条件下，较小的Cr会出现图6b的波形。可见，虽然其基本形状与图6a完全相同，也能够迅速完成去磁过程，但因Cr较小，因此谐振频率较高，相同的变压器初级激磁能量导致Cr上的谐振电压幅值U2远超过了U1。这就要求主开关管的耐压更高，而新增了成本。图6c表明，VQ1或输出二极管两端并联的电容过大，导致Cr过大，因此谐振频率较低，甚至无法满足在开关管的截止期内完成谐振周期一半的工作。显然图6c的去磁过程没全完成。在电路设计及其试验中，应尽量防止这种波形的出现。
4设计实例及其波形分析
根据上述分析，分别对5V/15W和12V/20W的两种单端正激电源电路进行了试验。图7示出其电路结构。试验中，控制器件采用UCl843；开关频率设为290kHz，最大占空比约设为60％；VQ1采用2N6798(IRF230)，其Coss=250pF；整流二极管VDr选用15CLQ100，变压器磁心选用RM6，初级线圈均为9匝，次级线圈为4匝(5V)和10匝(12V)。实测磁心的初级线圈电感量，5V输出电源时约为150μH，12V输出电源时，约为170μH。VQl并联1000pF电容时，输入电压变化范围为23~33V。
图8分别示出uin=23V和uin=33V时，两种电路中VQ1的漏源电压udsVQ1实测波形。由图可明显看出这种磁心复位方法的工作过程，也可大致推测出去磁时的谐振频率大于300kHz。实际的电路参数计算也大致在此范围。此外，由图还可见，5V输出电源在uin=23V输入时，前述第三工作阶段的持续时间几乎为零，但仍能保证在开关管截止时完全去磁。在试验中，这两种电源均经过了长期通电考核和高低温环境试验，其工作稳定，这证明了谐振去磁技术的有效性。
