摘要：首先介绍单片开关电源持续模式和不持续模式的设定方法，然后以TOpSwitch的基本反馈电路为例，对这两种工作模式的反馈理论作深入分析。关键词：单片开关电源；持续模式；不持续模式；设定
单片开关电源有两种基本工作模式，一种是持续传输模式（简称持续模式）；另一种为不持续传输模式（简称不持续模式）。下面首先介绍两种工作模式的设定方法及功耗比较，然后阐述两种工作模式的反馈理论。
1单片开关电源两种工作模式的设定1.1持续模式及不持续模式的特点持续模式的特点是高频变压器在每个开关周期都是从非零的能量储存状态开始的。不持续模式的特点是储存在高频变压器中的能量在每个开关周期内都要完全释放掉。由图1所示开关电流波形上可以看出二者的差别。持续模式的开关电流先从一定幅度开始，沿斜坡上升到峰值，然后又迅速回零。此时，初级脉动电流（IR）与峰值电流（Ip）的比例系数KRp<1.0，即
不持续模式的开关电流则是从零开始上升到峰值，再迅速降到零。此时KRp=1.0，即Ip=Ip（2）1.2工作模式的设定利用IR与Ip的比例关系，亦即KRp的数值，可以定量地描述单片开关电源的工作模式。KRp的取值范围是0～1.0。若取IR=Ip，即KRp=1.0，就将开关电源设定在不持续模式。当IR 2）持续模式的设计实例已知工作参数：KRp=0.4，UImin=90V，Dmax=0.4，pO=30W，η=80％。与上例的差别仅是KRp变成0.4，Dmax降至0.4，这就表示工作在更为持续的模式。同理可计算出Ip′=0.87A，IRMS′=0.54A。不难求出，持续模式的峰值电流仅为不持续模式峰值电流的63％，而有效值电流是不持续模式的87％。由此可见，关于给定的TOpSwitch芯片，两种工作模式下的功耗之比为这表明在同样条件下，采用持续模式可比不持续模式减小24.3％的功耗。换言之，关于同样的输出功率，采用持续模式可使用功率较小的TOpSwitch芯片，或者允许TOpSwitch工作在较低的损耗下。此外，设计成持续模式时，初级电路中的交流成分要比不持续模式低，并能减小趋肤效应以及高频变压器的损耗。2单片开关电源的反馈理论分析下面以TOpSwitch的基本反馈电路为例，对不持续模式和持续模式的反馈理论作深入分析。要说明，这里讲的反馈理论仅讨论初级绕组与输出电路之间的相互用途。这与由反馈绕组及其外围电路构成的控制电路是两个概念，后者专用来调节占空比的，因此下述讨论不涉及反馈绕组。2.1基本反馈过程TOpSwitch系列单片开关电源可视为单片组合器件，它将高压功率开关管(MOSFET)以及所需全部模拟与数字电路组合在一起，完成输出隔离、脉宽调制及多种保护功能。TOpSwitch的基本反馈电路如图2所示。对该电路稍加改动，即可实现单路或多路输出、升压或降压输出、正压或负压输出。在TOpSwitch的基本反馈电路中，高频变压器具有能量储存、隔离输出和电压变换这三大功能。图中的Np、NS、NF分别代表初级绕组、次级绕组、反馈绕组以及各自的匝数。瞬态电压抑制器（TVS）和超快恢复二极管（SRD）构成了钳位保护电路，能吸收初级漏感所出现的尖峰电压。VD为输出整流管，C2是输出滤波电容，RL为负载电阻。UO为输出电压。图2中省略了交流输入及整流滤波电路。交流电经过整流桥和滤波电容，出现直流输入高压UI，当TOpSwitch导通时VD处于截止状态，而初级电流沿斜线上升。有公式 式中，IpRI为初级（pRIMARY）电流，它包含着峰值电流Ip和脉动电流IR。II是初级电流的初始值。UDS(ON)是MOSFET的漏－源导通电压，tON为导通时间。由于VD截止，初级与输出负载隔离，因此原来储存在C2上的电能就给负载供电，维持输出电压不变。此时电能以磁场能量的形式储存在高频变压器内。在TOpSwitch关断期间，高频变压器中的磁通量开始减小，并且次级绕组的感应电压极性发生变化，使得VD因正向偏置而导通。储存在高频变压器中的能量就传输到输出电路，一方面给RL供电，另一方面还给C2重新充电。次级电流就从初始值按下式衰减：式中，IS为次级(SECONDARY)电流，IpNp／NS为次级电流的初始值。Ip为初级电流在TOpSwitch导通结束前的峰值。UF1为输出整流管VD的正向导通压降。tOFF是TOpSwitch的关断时间。在TOpSwitch关断期间，如次级电流IS衰减到零，输出电流就由C2来供应。TOpSwitch有两种工作方式，这取决于关断期间最后的IS值。若在关断期间IS衰减到零，就工作在不持续方式。若IS的衰减结果仍大于零，则工作在持续模式。2.2实际情况下两种工作模式的反馈原理在理想情况下，不考虑反馈电路中寄生元件（分布电容和泄漏电感）的影响。但实际情况下必须考虑分布电容和泄漏电感的影响，因此在工作波形中存在尖峰电压和尖峰电流。1）实际不持续模式的反馈原理实际不持续模式的工作波形及简化电路原理如图3所示。由图3（b）可见，在不持续模式下每个开关周期被划分成3个阶段。另外，在实际电路中还存在着3个寄生元件：初级绕组的漏感Lp0，次级绕组的漏感LS0，分布电容CD。其中，CD是TOpSwitch的输出电容COSS与高频变压器初级绕组的分布电容CXT之和，即CD=COSS＋CXT。下面专门讨论这些寄生元件对电路的影响。 在阶级1，随着TOpSwitch导通，CD就放电。上一周期结束时储存在CD上的能量ED在初始就被释放掉。因为ED与UCD2成正比，所以当CD的容量较大时，电源效率会明显降低，这在UI很高时更是如此。要说明，在阶段1因高频变压器正在储存能量且次级绕组的电流为零，故漏感的影响可不予考虑。在阶段2，TOpSwitch关断。上一阶段中高频变压器储存的能量传输给次级绕组。此时漏感Lp0和LS0都试图阻碍电流的变化。具体讲，Lp0是要阻碍初级电流IpRI的减少，而LS0试图阻碍次级电流IS的增大。于是在IpRI减小和IS增大的过程中，就形成一个“交叉区”。最终结果是IpRI沿斜线降为零，其斜率由漏感Lp0和初级电压所决定；IS则沿斜线上升到峰值ISp，斜率由漏感LS0和次级电压所决定。关键问题是在交叉区内初级电流必须保持持续。当被衰减的初级电流流过CD时，就将CD充电到Up。这个由漏感Lp0出现的峰值电压就叠加在UDS的波形上，形成漏感尖峰电压，亦称作漏－源峰值脉冲。有关系式UDS=UI＋UOR＋Up（8）在实际电路中利用钳位保护电路，可将UDS钳制在TOpSwitch的漏－源击穿电压额定值（700V或350V，视芯片而定）以下，防止因Up使UDS升高而损坏芯片。在阶段3，感应电压UOR降为零。高频变压器已将在阶段1存储的能量全部释放掉，使漏－源电压从阶段2结束时的UDS=UI＋UOR，降低到UDS≈UI。但由于该电压变化又通过激励由杂散电容和初级电感构成的谐振电路，出现衰减震荡波形，并叠加到UDS波形上，直到TOpSwitch再次导通时才停振，因此在阶段3的UDS波形出现了波谷与波峰。显然，这个衰减振荡波形对CD上的电压和能量，起到了“调制”用途，并在下一个开关周期开始时，决定转换的功率损耗。2）实际持续模式的反馈原理实际持续模式的反馈电路中也存在着与不持续模式相同的寄生元件，另外还需考虑输出电路的实际特性。理想的整流管应当没有正向导通压降和反向恢复时间。结型整流管的反向恢复时间是由少数载流子通过二极管结点而出现的，肖特基二极管则是由结电容引起的。关于单片开关电源，推荐使用反向恢复时间极短的肖特基二极管，或者超快恢复二极管作为输出整流管。不得使用普通低速整流管，因为后者不仅使得高频损耗增大、效率降低，还会造成整流管的热击穿。实际持续模式的工作波形如图4所示。在阶段1，TOpSwitch开始导通时次级仍有电流通过，这说明在导通瞬间，UDS=UI＋UOR，而不是UDS=0。其结果是TOpSwitch导通功耗比不持续模式要高一些。这是由于在分布电容CD上还存储额外能量的缘故。此外，在次级绕组输出关断之前，还必须对次级漏感LS0充电，致使在IS增大、IpRI减小过程中又出现了电流交叉现象。一旦LS0被充好电，输出整流管就被反向偏置而截止，使次级电流IS变为零，而IS的这一变化又感应到初级绕组，导致初级电流波形的前沿出现了一个反向恢复电流峰值（尖峰电流）。该尖峰电流使初级电流瞬间突然增大，很容易造成内部过流保护电路误动作。为此，TOpSwitch内部专门设计了前沿闭锁电路。其用途就是在TOpSwitch刚导通时将过流比较器输出的上升沿封锁180ns的时间，以便能躲过尖峰电流，防止造成误触发。 在TOpSwitch的关断期间，也不存在阶段3，只有阶段2。在关断的瞬间受漏感Lp0和LS0的影响，初级电流和次级电流也会形成一个交叉区，这使得UDS上升到（UI＋UOR）。但与不持续模式所不同的是，感应电压UOR将一直存在到TOpSwitch再次导通为止，所以不存在UOR降到零后的时间间隔（即阶段3）。 参考文献 [1]powerIntegrations公司产品手册，1997～2001.[2]沙占友等．单片开关电源技术讲座[J]．电源技术应用，2000,(8～12).[3]沙占友等编著.新型单片开关电源的设计与应用[M].电子工业出版社，2001.
