如今的电子系统变得越来越复杂，电源轨和电源数量都在不断新增。为了实现最佳电源解决方案密度、可靠性和成本，系统设计师常常要自己设计电源解决方案，而不是仅仅使用商用砖式电源。设计和优化高性能开关模式电源正在成为越来越频繁、越来越具挑战性的任务。
电源环路补偿设计常常被看作是一项艰难的任务，对经验不足的电源设计师尤其如此。在实际补偿设计中，为了调整补偿组件的值，常常要进行无数次迭代。关于一个复杂系统而言，这不仅耗费大量时间，而且也不够准确，因为这类系统的电源带宽和稳定性裕度可能受到几种因素的影响。本应用指南针对开关模式电源及其环路补偿设计，说明了小信号建模的基本概念和方法。本文以降压型转换器作为典型例子，但是这些概念也能适用于其他拓扑。本文还介绍了用户易用的LTpowerCAD设计工具，以减轻设计及优化负担。
确定问题
一个良好设计的开关模式电源(SMPS)必须是没有噪声的，无论从电气还是声学角度来看。欠补偿系统可能导致运行不稳定。不稳定电源的典型症状包括：磁性组件或陶瓷电容器产生可听噪声、开关波形中有抖动、输出电压震荡、功率FET过热等等。
不过，除了环路稳定性，还有很多原因可能导致产生不想要的震荡。不幸的是，关于经验不足的电源设计师而言，这些震荡在示波器上看起来完全相同。即使关于经验丰富的工程师，有时确定引起不稳定性的原因也是很困难。图1显示了一个不稳定降压型电源的典型输出和开关节点波形。调节环路补偿可能或不可能解决电源不稳定问题，因为有时震荡是由其他因素引起的，例如PCB噪声。假如设计师对各种可能性没有了然于胸，那么确定引起运行噪声的潜藏原因可能耗费大量时间，令人非常沮丧。
图1：一个不稳定降压型转换器的典型输出电压和开关节点波形
关于开关模式电源转换器而言，例如图2所示的LTC3851或LTC3833电流模式降压型电源，一种快速确定运行不稳定是否由环路补偿引起的方法是，在反馈误差放大器输出引脚(ITH)和IC地之间放置一个0.1F的大型电容器。(或者，就电压模式电源而言，这个电容器可以放置在放大器输出引脚和反馈引脚之间。)这个0.1F的电容器通常被认为足够大，可以将环路带宽拓展至低频，因此可确保电压环路稳定性。假如用上这个电容器以后，电源变得稳定了，那么问题就有可能用环路补偿解决。
图2：典型降压型转换器(LTC3851、LTC3833、LTC3866等)
过补偿系统通常是稳定的，但是带宽很小，瞬态响应很慢。这样的设计要过大的输出电容以满足瞬态调节要求，这增大了电源的总体成本和尺寸。图3显示了降压型转换器在负载升高/降低瞬态时的典型输出电压和电感器电流波形。图3a是稳定但带宽(BW)很小的过补偿系统的波形，从波形上能看到，在瞬态时有很大的VOUT下冲/过冲。图3b是大带宽、欠补偿系统的波形，其中VOUT的下冲/过充小得多，但是波形在稳态时不稳定。图3c显示了一个设计良好的电源之负载瞬态波形，该电源具备快速和稳定的环路。
(a)带宽较小但稳定
(b)带宽较大但不稳定
(c)具快速和稳定环路的最佳设计
图3：典型负载瞬态响应━(a)过补偿系统；(b)欠补偿系统；(c)具快速和稳定环路的最佳设计
PWM转换器功率级的小信号建模
开关模式电源(SMPS)，例如图4中的降压型转换器，通常有两种工作模式，采取哪种工作模式取决于其主控开关的接通/断开状态。因此，该电源是一个随时间变化的非线性系统。为了用常规线性控制方法分析和设计补偿电路，人们在SMPS电路稳态工作点附近，应用针对SMPS电路的线性化方法，开发了一种平均式、小信号线性模型。
图4：降压型DC/DC转换器及其在一个开关周期TS内的两种工作模式
建模步骤1：通过在TS平均，变成不随时间变化的系统
所有SMPS电源拓扑(包括降压型、升压型或降压/升压型转换器)都有一个典型的3端子PWM开关单元，该单元包括有源控制开关Q和无源开关(二极管)D。为了提高效率，二极管D可以用同步FET代替，代替以后，仍然是一个无源开关。有源端子a是有源开关端子。无源端子p是无源开关端子。在转换器中，端子a和端子p始终连接到电压源，例如降压型转换器中的VIN和地。公共端子c连接至电流源，在降压型转换器中就是电感器。
为了将随时间变化的SMPS变成不随时间变化的系统，可以通过将有源开关Q变成平均式电流源、以及将无源开关(二极管)D变成平均式电压源这种方式，应用3端子PWM单元平均式建模方法。平均式开关Q的电流等于dbulliL，而平均式开关D的电压等于dbullvap,，如图5所示。平均是在一个开关周期TS之内进行的。既然电流源和电压源都是两个变量的乘积，那么该系统仍然是非线性系统。
图5：建模步骤1：将3端子PWM开关单元变成平均式电流源和电压源
建模步骤2：线性AC小信号建模
下一步是展开变量的乘积以得到线性AC小信号模型。例如，变量，其中X是DC稳态的工作点，而是AC小信号围绕X的变化。因此，两个变量xbully的积可以重写为：
图6：为线性小信号AC部分和DC工作点展开两个变量的乘积
图6显示，线性小信号AC部分可以与DC工作点(OP)部分分开。两个AC小信号变量的乘积可以忽略，因为这是更加小的变量。按照这一概念，平均式PWM开关单元可以重画为如图7所示的电路。
图7：建模步骤2：通过展开两个变量的乘积给AC小信号建模
通过将上述两步建模方法应用到降压型转换器上(如图8所示)，该降压型转换器的功率级就可以建模为简单的电压源，其后跟随的是一个L/C二阶滤波器网络。
图8：将降压型转换器变成平均式、AC小信号线性电路
以图8所示线性电路为基础，既然控制信号是占空比d，输出信号是vOUT，那么在频率域，该降压型转换器就可以用占空比至输出的转移函数Gdv(s)来描述：
其中，
函数Gdv(s)显示，该降压型转换器的功率级是一个二阶系统，在频率域有两个极点和一个零点。零点sZ_ESR由输出电容器C及其ESRrC产生。谐振双极点由输出滤波器电感器L和电容器C产生。
既然极点和零点频率是输出电容器及其ESR的函数，那么函数Gdv(s)的波德图随所选择电源输出电容器的不同而变化，如图9所示。输出电容器的选择对该降压型转换器功率级的小信号特性影响很大。假如该电源使用小型输出电容或ESR非常低的输出电容器，那么ESR零点频率就可能远远高于谐振极点频率。功率级相位延迟可能接近180。结果，当负压反馈环路闭合时，可能很难补偿该环路。
图9：COUT电容器变化导致功率级Gdv(s)相位显著变化
升压型转换器的小信号模型
利用同样的3端子PWM开关单元平均式小信号建模方法，也可以为升压型转换器建模。图10显示了怎么样为升压型转换器建模，并将其转换为线性AC小信号模型电路。
图10：升压型转换器的AC小信号建模电路
升压型转换器功率级的转移函数Gdv(s)可从等式5中得出。它也是一个二阶系统，具有L/C谐振。与降压型转换器不同，升压型转换器除了COUTESR零点，还有一个右半平面零点(RHPZ)。该RHPZ导致增益升高，但是相位减小(变负)。等式6也显示，这个RHPZ随占空比和负载电阻不同而变化。既然占空比是VIN的函数，那么升压型转换器功率级的转移函数Gdv(s)就随VIN和负载电流而变。在低VIN和大负载IOUT_MAX时，RHPZ位于最低频率处，并导致显著的相位滞后。这就使得难以设计带宽很大的升压型转换器。作为一个一般的设计原则，为了确保环路稳定性，人们设计升压型转换器时，限定其带宽低于其最低RHPZ频率的1/10。其他几种拓扑，例如正至负降压/升压、反激式(隔离型降压/升压)、SEPIC和CUK转换器，所有都存在不想要的RHPZ，都不能设计成带宽很大、瞬态响应很快的解决方案。
图11：升压型转换器功率级小信号占空比至VO转移函数随VIN和负载而改变
用电压模式控制闭合反馈环路
输出电压可以由闭合的反馈环路系统调节。例如，在图12中，当输出电压VOUT上升时，反馈电压VFB上升，负反馈误差放大器的输出下降，因此占空比d下降。结果，VOUT被拉低，以使VFB=VREF。误差运算放大器的补偿网络可以是I型、II型或III型反馈放大器网络。只有一个控制环路调节VOUT。这种控制方法称为电压模式控制。凌力尔特公司的LTC3861和LTC3882就是典型的电压模式降压型控制器。
图12：具闭合电压反馈环路的电压模式降压型转换器方框图
为了优化电压模式PWM转换器，如图13所示，通常要一种复杂的III型补偿网络，以凭借充足的相位裕度设计一个快速环路。如等式7和图14所示，这种补偿网络在频率域有3个极点和两个零点：低频积分极点(1/s)供应高的DC增益，以最大限度减小DC调节误差，两个零点放置在系统谐振频率f0附近，以补偿由功率级的L和C引起的180相位延迟，在fESR处放置第一个高频极点，以消除COUTESR零点，第二个高频极点放置在想要的带宽fC以外，以衰减反馈环路中的开关噪声。III型补偿相当复杂，因为这种补偿要6个R/C值。找到这些值的最佳组合是个非常耗时的任务。
图13：用于电压模式转换器的III型反馈补偿网络
其中
图14：III型补偿A(s)供应3个极点和两个零点，以实现最佳的总体环路增益TV(s)
为了简化和自动化开关模式电源设计，凌力尔特开发了LTpowerCAD设计工具。这工具使环路补偿设计任务变得简单多了。LTpowerCAD是一款可在m.linear.com.cn/LTpowerCAD免费下载的设计工具。该软件帮助用户选择电源解决方案、设计功率级组件以及优化电源效率和环路补偿。如图15例子所示，就给定的凌力尔特电压模式控制器而言(例如LTC3861)，其环路参数可用该设计工具建模。关于一个给定的功率级，用户可以确定极点和零点位置(频率)，然后按照该软件的指导，带入真实的R/C值，实时检查总体环路增益和负载瞬态性能。之后，设计方案还可以输出到一个LTspice仿真电路上，进行实时仿真。
(a)LTpowerCAD功率级设计页面
(b)LTpowerCAD环路补偿和负载瞬态设计页面
图15：LTpowerCAD设计工具减轻了电压模式转换器III型环路设计的负担
为电流模式控制新增电流环路
单一环路电压模式控制受到一些限制。这种模式要相当复杂的III型补偿网络。环路性能可能随输出电容器参数及寄生性变化而出现大幅改化，尤其是电容器ESR和PCB走线阻抗。一个可靠的电源还要快速过流保护，这就要一种快速电流检测方法和快速保护比较器。关于要很多相位并联的大电流解决方案而言，还要一个额外的电流均分网络/环路。
给电压模式转换器新增一个内部电流检测通路和反馈环路，使其变成一个电流模式控制的转换器。图16和17显示了典型峰值电流模式降压型转换器及其工作方式。内部时钟接通顶端的控制FET。之后，只要所检测的峰值电感器电流信号达到放大器ITH引脚电压VC，顶端的FET就断开。从概念上来看，电流环路使电感器成为一个受控电流源。因此，具闭合电流环路的功率级变成了1阶系统，而不是具L/C谐振的2阶系统。结果，功率级极点引起的相位滞后从180减少为约90。相位延迟减少使补偿外部电压环路变得容易多了。相位延迟减少还降低了电源对输出电容器或电感变化的敏感度，如图18所示。
图16：具内部电流环路和外部电压反馈环路的电流模式转换器方框图
图17：峰值电流模式控制信号波形
图18：具闭合电流环路的新功率级转移函数GCV(s)
电感器电流信号可以直接用一个附加的RSENSE检测，或者间接地通过电感器绕组DCR或FETRDS(ON)检测。电流模式控制还供应其他几项重要的好处。如图17所示，既然电感器电流以逐周期方式、通过放大器输出电压检测和限制，那么系统在过载或电感器电流饱和时，就能够更准确和更快速地限制电流。在加电或输入电压瞬态时，电感器浪涌电流也受到了严格控制。当多个转换器/相位并联时，通过将放大器ITH引脚连到一起，凭借电流模式控制，可以在多个电源之间非常容易地均分电流，从而实现了一个可靠的多项(PolyPhase)设计。典型电流模式控制器包括凌力尔特公司的LTC3851A、LTC3833和LTC3855等。
峰值与谷值电流模式控制方法
图16和17所示的电流模式控制方法是峰值电感器电流模式控制。转换器以固定开关频率fSW工作，从而非常容易实现时钟同步和相位交错，尤其是关于并联转换器。然而，假如在控制FET栅极关断后，紧接着就发生负载升压瞬态，那么转换器就必须等待一段时间，这段时间等于FET断开时间TOFF，直到下一个时钟周期响应该瞬态为止。这个TOFF延迟通常不是问题，但是关于一个真正的快速瞬态系统，它却很重要。此外，控制FET的最短接通时间(TON_min)不可能非常短，因为电流比较器要噪声消隐时间以避免错误触发。关于高VIN/VOUT降压比应用而言，这限制了最高开关频率fSW。此外，峰值电流模式控制还要一定的斜率补偿，以在占空比超过50%时保持电流环路稳定。关于凌力尔特公司的控制器而言，这不是个问题。凌力尔特的控制器通常有内置自适应斜率补偿，以在整个占空比范围内确保电流环路稳定性。LTC3851A和LTC3855是典型的峰值电流模式控制器。
谷值电流模式控制器产生受控FET接通时间，并一直等待直到电感器谷值电流达到其谷值限制(VITH)以才再次接通控制FET。因此，电源可以在控制FET的TOFF时间响应负载升高瞬态。此外，既然接通时间是固定的，那么控制FET的TON_min可以比峰值电流模式控制时短，以允许更高的fSW，实现高降压比应用。谷值电流模式控制不要额外的斜率补偿就能实现电流环路稳定性。然而，使用谷值电流模式控制时，因为允许开关周期TS变化，所以在示波器上，开关节点波形可能出现更大的抖动。LTC3833和LTC3838是典型的谷值电流模式控制器。
为具备闭合电流环路的新功率级建模
图19显示，通过仅将电感器作为受放大器ITH引脚电压控制的电流源，产生了一个简化、具内部电流环路的降压型转换器功率级的一阶模型。类似方法也可用于其他具电感器电流模式控制的拓扑。这个简单的模型有多好?图20显示了该一阶模型和一个更复杂但准确的模型之间转移函数GCV(s)=vOUT/vC的比较结果。这是一个以500kHz开关频率运行的电流模式降压型转换器。在这个例子中，一阶模型直到10kHz都是准确的，约为开关频率fSW的1/50。之后，一阶模型的相位曲线就不再准确了。因此这个简化的模型仅关于带宽较小的设计才好用。
图19：电流模式降压型转换器的简单一阶模型
图20：电流模式降压型转换器的一阶模型和准确模型之间的GCV(s)比较
实际上，针对电流模式转换器，在整个频率范围内开发一个准确的小信号模型相当复杂。R.Ridley的电流模式模型[3]在电源行业是最流行的一种模型，用于峰值电流模式和谷值电流模式控制。最近，JianLi为电流模式控制开发了一种更加直观的电路模型[4]，该模型也可用于其他电流模式控制方法。为了简便易用，LTpowerCAD设计工具实现了这些准确模型，因此，即使一位经验不足的用户，对Ridley或JianLi的模型没有太多了解，也可以非常容易地设计一个电流模式电源。
电流模式转换器的环路补偿设计
在图16和图21中，具闭合电流环路的功率级Gcv(s)由功率级组件的选择决定，重要由电源的DC规格/性能决定。外部电压环路增益T(s)=GCV(s)bullA(s)bullKREF(s)因此由电压反馈级KREF(s)和补偿级A(s)决定。这两个级的设计将极大地决定电源的稳定性和瞬态响应。
图21：反馈环路设计的控制方框图
总之，闭合电压环路T(s)的性能由两个重要参数决定：环路带宽和环路稳定性裕度。环路带宽由交叉频率fC量化，在这一频点上，环路增益T(s)等于1(0dB)。环路稳定性裕度一般由相位裕度或增益裕度量化。环路相位裕度33333的含义是在交叉频率点上总体T(s)相位延迟和180之差。通常要45或60最小相位裕度以确保稳定性。关于电流模式控制而言，为了衰减电流环路中的开关噪声，环路增益裕度含义为在bullfSW处的衰减。一般而言，希望在bullfSW处有最小8dB衰减(-8dB环路增益)。
选择想要的电压环路交叉频率fC
更大的带宽有助于实现更快的瞬态响应。不过，增大带宽通常会降低稳定性裕度，使控制环路对开关噪声更加敏感。一个最佳设计通常在带宽(瞬态响应)和稳定性裕度之间实现了良好的平衡。实际上，电流模式控制还通过在1/2bullfSW处电流信号的采样效应[3]，而引入了一对双极点2222。这些双极点在bullfSW附近引入了不想要的相位延迟。一般而言，要获得充足的相位裕度并充分衰减PCB噪声，交叉频率就要选为低于相位开关频率fSW的1/10至1/6。
用R1、R2、C1和C2设计反馈分压器网络Kref(s)
在图16中，DC增益KREF的Kref(s)是内部基准电压VREF和想要的DC输出电压Vo之比。电阻器R1和R2用来设定想要的输出DC电压。
其中
可以新增可选电容器C2，以改进反馈环路的动态响应。从概念上来说，在高频时，C2为输出AC电压信号供应低阻抗前馈通路，因此，加速了瞬态响应。但是C2还有可能给控制环路带来不想要的开关噪声。因此，可以新增一个可选C1滤波器电容器，以衰减开关噪声。如等式11所示，包括C1和C2的总体电阻器分压器转移函数KREF(s)有一个零点和一个极点。图22显示了KREF(s)的波德图。通过设计成fz_reffp_ref，C1和C2与R1和R2一起，导致在以fCENTER为中心的频带中相位增大，相位增大量在等式14中给出。假如fCENTER放置在目标交叉频率fC处，那么Kref(s)使相位超前于电压环路，提高了相位裕度。另一方面，图22还显示，C1和C2提高了高频时的分压器增益。这种情况是不想要的，因为高频增益提高使控制环路对开关噪声更加敏感。C1和C2导致的高频增益提高在等式15中给出。
其中
和
图22：电阻器分压器增益KREF(s)的转移函数波德图
就给定的C1和C2而言，分压器网络导致的相位增大量phiREF可以用等式16计算。此外，在C2C1的情况下，就给定输出电压而言，最大相位增大量由等式17给出。从该等式中也可以看出，最大相位增大量phiREF_max由分比KREF=VREF/VO决定。既然VREF就给定控制器而言是固定的，那么用更高的输出电压VO可以得到更大的相位增大量。
选择phiREF、C1和C2时，要在想要的相位增大量与不想要的高频增益提高量之间做出权衡。之后，要检查总体环路增益以实现最佳值。
设计电压环路ITH误差放大器的II型补偿网络
ITH补偿A(s)是环路补偿设计中最关键的一步，因为这一步决定DC增益、交叉频率(带宽)和电源电压环路的相位/增益裕度。就一个电流源输出、gm跨导型放大器而言，其转移函数A(s)由等式18给出：
其中，gm是跨导误差放大器的增益。Zith(s)是放大器输出ITH引脚上补偿网络的阻抗。
从图21所示的控制方框图中可以看出，电压环路调节误差可由以下等式量化：
因此，为了最大限度降低DC调节误差，大的DC增益A(s)是非常想要的。为了最大限度提高DC增益A(s)，首先要将电容器Cth放在放大器输出ITH引脚处以形成一个积分器。在这种情况下，A(s)传输增益为：
图23显示了A(s)的原理图及其波德图。如图所示，电容器Cth以无限高的DC增益在A(s)中产生了一个积分项。不幸的是，除了初始的180负反馈，Cth又新增了90的相位滞后。将一阶系统功率级GCV(s)的90相位包括进来以后，在交叉频率fC处的总体电压环路相位接近360，该环路接近不稳定状态。
实际上，电流源gm放大器的输出阻抗不是一个无限大的值。在图24中，Ro是gm放大器ITH引脚的内部输出阻抗。凌力尔特公司控制器的Ro通常较高，在500k至1M范围。因此，单个电容器的A(s)转移函数变成了等式21。该转移函数有一个低频极点fpo(由ROCth决定)。因此A(s)的DC增益实际上是gmRO。如图24所示，在预期的交叉频率fc_exp处，A(s)仍然有90的相位滞后。
其中
图23：步骤1：简单的电容器补偿网络A(s)及其波德图
图24：包括gm放大器输出阻抗RO的单极点A(s)
为了提高fC处的相位，新增一个与Cth串联的电阻器Rth以产生一个零点，如等式23和图25所示。该零点贡献高至+90超前相位。如图25所示，假如零点sthz放置在交叉频率fC之前，那么A(s)在fC处的相位可以显着地增大。因此，这样做提高了电压环路的相位裕度。
其中
不幸的是，新增这个零点sthz也有害处，增益A(s)在fC以外的高频范围内显着地提高。因此，由于在开关频率处A(s)衰减较少，所以开关噪声更有可能进入控制环路。为了补偿这一增益提高并衰减PCB噪声，在ITH引脚至IC信号地之间有必要新增另一个小型陶瓷电容器Cthp，如图26所示。一般情况下，选择CthpCth。在PCB布局中，滤波器电容器Cthp应该放置在尽可能靠近ITH引脚的地方。通过新增Cthp，最终补偿转移函数A(s)由等式25和26给出，其波德图如图26所示。Cthp引入一个高频极点sthp，该极点应该位于交叉频率fC和开关频率fS之间。Cthp降低了fS处的A(s)增益，但是也有可能减小fC的相位。sthp的位置是相位裕度和电源PCB抗噪声性能之间权衡的结果。
图25：步骤2：新增RTH零点以增大相位单极点、单零点补偿A(s)
图26：步骤3：新增高频去耦Cthp双极点、单零点补偿A(s)
其中
既然电流模式功率级是一个准单极点系统，那么图26所示的双极点和单零点补偿网络一般足够供应所需的相位裕度了。
放大器ITH引脚上这个双极点、单零点补偿网络也称为II型补偿网络。总之，有两个电容器CTH和CTHP和一个电阻器RTH。这个R/C网络与放大器输出电阻Ro一起，产生了一个如图27所示的典型转移函数，一个零点位于fz1处，两个极点位于fpo和fp2处。
图27：II型补偿网络转移函数的概念图
补偿R/C值与负载阶跃瞬态响应
前一节讲述了II型补偿网络在频率域的表现。在一个闭合环路电源设计中，一个重要的性能参数是负载升高(负载下降)瞬态时电源的输出电压下冲(或过充)，这个参数通常直接受环路补偿设计的影响。
1）CTH对负载阶跃瞬态的影响。CTH影响低频极点fpo和零点fz1的位置。如图28所示，CTH越小，转移函数A(s)的低至中频增益能越高。结果，这有可能缩短负载瞬态响应达到稳定的时间，而对VOUT下冲(或过冲)幅度没有很大影响。另一方面，CTH越小，意味着fz1频率越高。这有可能在目标交叉频率fC处因fz1升高而减少新增的相位。
图28：CTH对转移函数和负载瞬态的影响
2）RTH对负载阶跃瞬态的影响。图29显示，RTH影响零点fz1和极点fp2的位置。更重要的是，RTH越大，fz1和fp2之间的A(s)增益就越高。因此RTH增大会直接提高电源带宽fc，并在负载瞬态时降低VOUT的下冲/过冲。然而，假如RTH太大，电源带宽fc可能过高，相位裕度就不够了。
图29：RTH对转移函数和负载瞬态的影响
3)CTHP对负载阶跃瞬态的影响。图30显示，CTHP影响极点fp2的位置。CTHP用作去耦电容器，降低ITH引脚的开关噪声，以最大限度减小开关抖动。假如电源带宽fcfp2，那么CTHP对负载瞬态影响就不太大。假如CTHP设计过度，导致fp2靠近fc，那么它就可能减小带宽和相位裕度，导致瞬态下冲/过冲增大。
图30：CTHP对转移函数和负载瞬态的影响
用LTpowerCAD设计工具设计一个电流模式电源
通过LTpowerCAD设计工具，用户可以非常容易地设计和优化凌力尔特电流模式电源的环路补偿及负载瞬态性能。很多凌力尔特产品都可用其环路参数准确地建模。首先，用户要先设计功率级，在这一步，他们要设计电流检测网络，确保为IC供应足够的AC检测信号。之后，在环路设计页面，用户可以通过简便地移动滑动条，观察总体环路带宽、相位裕度和相应的负载瞬态性能，依此调节环路补偿R/C值。就一个降压型转换器而言，用户通常要设计低于1/6fSW的带宽，有至少45(或60)的相位裕度，在fSW处至少有8dB的总体环路增益衰减。就一个升压型转换器而言，由于存在右半平面零点(RHPZ)，所以用户要设计低于最差情况RHPZ频率1/10的电源带宽。LTpowerCAD设计文件可以输出到LTspice进行实时仿真，以检查详细的电源动态性能，例如负载瞬态、加电/断电、过流保护等等。
图31：LTpowerCAD设计工具减轻了环路补偿设计和瞬态优化负担
测量电源环路增益
LTpowerCAD和LTspice程序不是用来取代真实电源的最终工作台环路增益测量。在将设计投入最终生产之前，总是有必要进行测量。尽管电源模型理论上是正确，但是这些模型不可能全面考虑到电路寄生性和组件非线性，例如输出电容器的ESR变化、电感器和电容器的非线性等等。另外，电路PCB噪声和有限的测量准确度还可能引起测量误差。这就是为何有时理论模型和测量结果可能相差很大的原因。假如发生这种情况，负载瞬态测试就可以用来进一步确认环路稳定性。
图32显示了用频率分析仪系统测量一个非隔离式电源的典型电源环路增益的测量配置。为了测量环路增益，在电压反馈环路中插入了一个50至100的电阻，并给这个电阻器加上了一个50mV隔离式AC信号。通道2连接到输出电压，通道1连接到这个电阻器的另一侧。环路增益由频率分析仪系统通过Ch2/Ch1计算。图33显示了测得的和LTpowerCAD计算得出的典型电流模式电源LTC3851A之环路波德图。在关键的1kHz至100kHz频率范围内，两条曲线吻合得非常好。
图32：测量电源环路增益的测试配置
图33：测得的和LTpowerCAD建模得到的电流模式降压型转换器之环路增益
其他导致不稳定性的因素
工作条件：
假如在示波器上电源开关或输出电压波形看起来不稳定或有抖动，那么首先，用户要确保电源是在稳态条件下工作的，没有负载或输入电压瞬态。关于非常小或非常大的占空比应用而言，假如进入脉冲跳跃工作模式，就要检查是否达到了最短接通时间或断开时间限制。关于要外部同步信号的电源而言，要确保信号干净并位于控制器数据表给定的线性范围之内。有时还有必要调整锁相环(PLL)滤波器网络。
电流检测信号和噪声：
在电流模式电源中，为了最大限度地降低检测电阻器的功率损耗，最大电流检测电压一般非常低。例如，LTC3851A可能有50mV最大检测电压。PCB噪声有可能干扰电流检测环路，并导致开关表现不稳定。为了通过调试以确定是否确实是环路补偿问题，可以在ITH引脚到IC地之间放置一个大型0.1F电容器。假如有了这个电容器电源仍然不稳定，那么下一步就是检查设计方案。一般而言，电感器和电流检测网络应该设计成，在IC电流检测引脚上至少有10mV至15mV峰值至峰值AC电感器电流信号。另外，电流检测走线可以用一对扭绞跨接线重新布设，以检查这样是否能解决问题。
关于PCB布局而言，有一些重要考虑因素[6]。总之，通常要用一对紧挨着布设、返回SENSE+和SENSE-引脚的电流检测走线实现开尔文检测。假如某个PCB通孔用在SENSE-网中，那么要确保这个通孔不接触到其他VOUT平面。跨接SENSE+和SENSE-的滤波器电容器应该通过直接走线连接，放置在尽可能靠近IC引脚的地方。有时要滤波器电阻器，而且这些电阻器也必须靠近IC。
控制芯片组件放置与布局：
控制IC周围组件的放置和布局也是至关重要的[6]。假如可能，所有陶瓷去耦电容器都应该靠近其引脚。尤其重要的是，ITH引脚电容器Cthp要尽可能靠近ITH及IC信号地引脚。控制IC应该从供电电源地(PGND)有一个单独的信号地(SGND)。开关节点(例如SW、BOOST、TG和BG)应该远离敏感的小信号节点(例如电流检测、反馈和ITH补偿走线)。
总结
关于开关模式电源而言，人们常常认为环路补偿设计是一项富有挑战性的任务。关于具快速瞬态要求的应用而言，设计具大带宽和充足稳定性裕度的电源是非常重要的。这通常是一个非常耗时的过程。本文讲述了一些关键概念，以帮助系统工程师了解这项任务，使用LTpowerCAD设计工具可将电源环路设计和优化变得简单得多。
