概要
该项目的目标是设计一个高效电源系统，其输出电压（VOUT）可以数字调节。为了保证输出电压的精确性，采用数字闭环控制，用于修正失调、漂移和负载变化（最大至600mA）的影响。电路包括输出可调的降压型控制器、ADC与DAC、电压基准以及一个微控制器（MCU）。
在大多数DC-DC转换器中，位于FB引脚上的电阻网络可以调整转换器的输出电压（见图1）。在本文电路中，利用DAC输出电压（VDAC）改变电阻网路的基准电压，达到调整转换器输出（VOUT）的目的。ADC检测输出电压，并将结果送入微处理器。微处理器调整DAC输出，以控制系统输出电压达到预定值。为使电路尽可能简单，预设输出电压通过pC的串行通信口（RS-232）送入微处理器。这个系统在一些需要精确控制供电电压的嵌入式系统中非常有用。例如为ASIC、DSp或者MCU供电的电源，电源电压对应于处理器的工作速率。将供电电压调整到工作速率对应的最小电压，可以降低处理器功耗。
图1
电路所需器件和开发工具
系统的主电源选择低静态电流、输出1.25V～5.5V可调的降压型调节器MAX1692，它可以提供最大600mA的电流。MAX1692评估板提供了一个经过验证的电路布局和推荐输入电容、输出电容和电感量。MAX1692反馈引脚电阻网络的偏置由低功耗、12位DAC提供，MAX5302可以提供2.5mA的负载驱动。DAC基准电压为2.5V。电压调节器输出电压由低功耗、12位ADC（MAX1286）读取，MAX1286能自动关断，可以在转换之间减少电源消耗。ADC基准由高精度5V电压基准MAX6126提供。ADC和DAC均采用SpI口通信。高精度电压基准包括输出检测和地检测引脚，将其连接到ADC的基准和地引脚。这样可以保证ADC具有最高准度的基准电压。
图2供电系统的模拟部分产生一路负载可达600mA、1.25V～5V可调的高准确度输出电压
微处理器选择高速的8051兼容微处理器DS89C420，使用32MHz晶体。该微处理器的绝大多数指令为单指令周期，可以运行在32MIpS。处理器可以由J1口在线编程（见图3）。DS89C420/430/440/450系列用户手册介绍了如何通过pC串行通信口，利用微软的超级终端（HyperTermina）下载固件。处理器固件用C编写并可使用免费的SourceforgeSmallDevicesC编译器（SDCC）编译。
图3供电系统的数字部分需要一个稳定的5V电源（与模拟部分共用），数字部分通过逐位控制的SpI接口与DAC、ADC通信。串行收发器（U8）从pC接收VOUT设定值，J1提供MCU的在线编程。
模拟电路设计
为计算电阻网络中的R1、R2和R3（见图2），先假设流入FB引脚的电流（IFB）可以忽略（MAX1692规格表给出的最大值为50nA），设R2为49.9kΩ。FB引脚电压为1.25V，电流I2为25mA，远高于50nA，证明忽略IFB的决定是正确的。最后，计算R1和R2：
DAC输出电压（VDAC）为最大值2.5V时，降压调节器的输出（VOUT）应该为最小值1.25V。代入式1：
第一项为零，得到R3为50kΩ。当VDAC为最小值0V时,VOUT应该为最大值5V。代入式1：
得到R1值为75kΩ。
ADC采集VOUT并将其通过SpI接口传送给MCU，形成闭环数字控制。
数字电路设计
DAC和ADC由逐位控制的SpI总线和MCU通信。MCU是主器件，而DAC和ADC是从器件。MCU的5个引脚分别作为SCLK、MOSI、MISO、CSADC（ADC片选）、CSDAC（DAC片选）。总线上的器件共用SCLK，为达到最高通信速度，使用32MHz的晶体供给MCU系统时钟。MCU通过pC串口接收VOUT值。MAX3311是RS-232收发器，将RS-232电平转为TTL/COMS电平。
布局考虑
使用宽的引线连接所有无源器件（旁路电容、补偿电容、输入电容、输出电容和电感）与降压转换器。这些元件和FB引脚的电阻网络应尽可能靠近降压转换器，以减小pCB引线电阻和噪声干扰。降压转换器处需要大面积的覆铜，以降低IC在重负载下的工作温度。可以参考MAX1692评估板。为保持信号完整性，必须尽可能将模拟信号线和数字信号线隔离开。将DAC和ADC靠近降压器放置，用短线连接所有模拟信号。数字信号在另一方向连接到MCU。尽可能将电压基准靠近ADC，提供电压基准的电压反馈线用较短的隔离线连接到ADC的REF和GND引脚，以保证ADC的转换精度。
必须确保MCU下方没有高速信号线。同时，32MHz时钟晶体尽可能靠近MCU的输入引脚。如同所有pCB布线一样，不允许存在90°引线转角，所有IC电源都用0.1μF陶瓷电容旁路，并且尽可能地靠近供电引脚安装。
软件
本系统MCU软件通过pC串口获取要设定的VOUT，对应由ADC采样得到的降压转换器输出电压。由于MCU是8位总线，而ADC是12位分辨率，将字节左移4位（相当于乘以16），4位最低有效位置零。软件用C编写，可从Maxim网站下载。
测试结果
即便是满负载，该系统也可以正确地将转换器的输出电压控制在设定电压的1%误差内。由ADC得到的反馈可以补偿负载变化、失调和输出电压漂移，以准确控制输出电压。图4a和图4b是电源电压在1mA负载时的性能，图5a表示VOUT和VDAC在VOUT由4.5V转变到1.5V时的变化，图5b为VOUT和VDAC在VOUT由1.5V转变到4.5V时的变化。从中可以看出VOUT的下降速率比上升速率慢很多。这是由于输出大电容放电所致（见图2的C16）。转换器可以非常快地对电容充电，但负载没有办法使电容快速放电。注意电压的变化速率非常接近，因为350mA负载可以使电容足够快地放电。这样,一个足够大的负载可以使VOUT以同样速率增加或减小。
图4波形显示了负载电流为1mA时，降压转换器输出电压（VOUT）和DAC的输出电压（VDAC）。图a为VOUT从4.5V到1.5V变化时的VOUT和VDAC波形；图b为VOUT从1.5V到4.5V变化时的VOUT和VDAC波形
图5.波形显示了负载电流为350mA时，降压转换器输出电压（VOUT）和DAC的输出电压（VDAC）。图a为VOUT从4.5V到1.5V变化时的VOUT和VDAC波形；图b为VOUT从1.5V到4.5V变化时的VOUT和VDAC波形
虽然电压可以准确控制，但测试结果也提醒我们系统存在的某些问题，图4a显示反馈系统会上冲或下冲。这是由软件程序循环的占用时间引起的。图4a显示VOUT达到设定值之前,VDAC增大到它的最大值。当VOUT最后达到设定值，VDAC必须减小，降低DAC输出电压需要时间，这导致VOUT下冲。理想情况下，VDAC必须和VOUT以同样速度变化，但是，在系统负载达到一定水平之前无法实现这一平衡。该系统需要100μs，用以调整大的输出电压变化，因为软件需要在ADC采样后逐位改变VDAC。为了使VOUT从5V变到1.25V，MCU必须让12位DAC的电压增加4,095次，同时对VOUT采样4,095次，每次ADC采样都需要耗费采样时间和转换时间。
